CN1376352A - 用几个步骤来估算多普勒位移 - Google Patents

Abstract

对过抽样数字信号序列有效而快速的产生一卷积值的序列的方法和系统。卷积差值是从一组数字信号值中计算出的,这组数字信号值通过一因子R,过抽样率而小于原始的一组信号值。与传统的计算卷积值相比,用于计算卷积差值的加法器的数目和相关的时延分别通过至少一个因子R和至少一个大约与log₂(R)成比例的因子而减小。该方法可用于估算一时间值,在该时间值卷积获得了最大幅度或者最大值。

Description

用几个步骤来估算多普勒位移

技术领域

本发明涉及多比特输入信号的数字滤波以及相关值或者卷积值的计算。

背景技术

在产生数字信号的相关值的过程中，如果使用传统的方法来计算相关值，那么产生一个相关值所需的相乘次数与时隙或者用于定义信号的“芯片”的数目P相同。在用于通信的码分多址(CDMA)方法中，利用参考码元的固定格式来增加或“传播”以及传输通信码元，通信码元被称为是伪随机码(PN)。在接收端，用于检测所接收到的码元并识别出用于传播的特定码元的最佳方案是采用最大似然率(ML)判定规则。对码元进行编码的ML方案是一匹配滤波器或相关器，或通常所说的“去传播(despreading)”的处理过程，其中匹配滤波器或相关器具有由相同PN码所给定的系数。分析接收信号的相关曲线并确定时移和峰值的幅度可以回答两个问题：(1)用于产生相关曲线的参考格式可与用在发射机端的传播格式相同？以及(2)如果第一个问题的回答为“是”，与所接收的信号有关的最可能的时移是什么？

CDMA通信系统接收机要求使用至少3·N个匹配滤波器值，其中N是用于通信的搂齿的数目。用于去传播的匹配滤波器系数占了CDMA芯片内的逻辑门数的最大部分并且具有相关的固有时间延迟，固有时间延迟是基本的信号处理所需的。例如，利用码分多址(CDMA)以用作全球定位系统(GPS)中的信号识别，为计算一个相关值，所使用的芯片数目是P＝1023，这需要大约1023个加法器，其排列成十层或更多层，并且对于大约1023次时移的每一次都要重复这样的计算以计算出整个相关曲线的一组值。十层处理的时间延迟(最少)是数十个毫微秒。

使用PN码的第二类情况是数字通信中的帧同步。所传输的信息码元被划分并组装成帧，这些帧还携带帧头和帧尾信息(额外信息)，其中所传输的信息码元包括同步码头以对异步传输的帧的剩余部分进行同步。还包括PN代码或“专用代码”(UM)以协助检测帧内的有效负荷的起点。接收器查找帧内的UM，并且最佳解决方案是一个ML同步装置。此外，这需要使用匹配滤波器或相关器，匹配滤波器和相关器具有由帧内所使用的UW给定的系数。此外，用于模式识别的匹配滤波器系数占了帧同步中逻辑门数的最大部分。

所需的方法是能在产生相关值的过程中减少运算次数的方法，该相关值用于CDMA通信，帧同步，以及其他的需要产生一个或多个相关值的信号处理过程中。最好是，该方法能减小复杂度并允许使用较少的逻辑门数，且具有较小的用于计算每个相关值的相关时间延迟。最好是，该方法具有足够的灵活性以可适应任意幅度的，使用任意信号表示形式(二进制，四进制，八进制，二进制编码的十进制，十六进制，等等)的并使用任意信号过抽样率(over-sampling)的信号。

发明内容

这些是本发明所要解决的，即将加法操作的次数从M·N·R减少到M·N的最大值，其中M是表示信号大小所需的数量级的最大值(以二进制为基础，例如最大到10，M＝1，最大到100，M＝2，等等)，N是用于表示一个“数量级”的二进制数字的数目(例如，对于八进制N＝3，对于十进制或者十六进制N＝4)，并且R是用于信号接收的过抽样率(例如，R＝2-10，或者更高)。本发明计算两个连续相关值之间的差值，而不是分别计算每一个相关值，并且根据校准器的结构或者代码字通过至少一个乘因子R可以减少计算相关值的运算操作次数。所需的逻辑门数目通过相同的因子而减少，并且至少将用于计算相关值的相关时间延迟减少了Δt(add)·log₂(R)，其中Δt(add)是执行两个值的相加所需的时间。可选择的，这个方法自动识别相关曲线到达最大值的时移点，并且在该时移点被识别之后相应的(最大的)相关值很快的被恢复。

附图说明

图1是表示所接收的信号的相关曲线的图形视图。

图2说明了根据传统方法的用于计算相关值的门阵列。

图3说明了在用于解释本发明的一个实施例中所使用的过抽样的PN码值(±1)的重叠排列；

图4说明了根据本发明的用于计算相关值的门阵列，与图2中的传统方法相对应。

具体实施方式

图1是理想化的自相关函数的曲线图，该曲线图可以是根据所接收的数据信号s(t；rec)形成的，该数据信号一般可表示为多比特数值。每一个时间点t_n对应一个卷积值C(t_n)的时移，相关值C(t_n)按照下式计算 $C\left(t_n\right)=\underset{K=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}s(t_k;\mathrm{rec})-s(t_n-t_k;\mathrm{rec})---\left(1\right)$

其中s(t；rec)用在接收机的参考信号以对所接收的信号执行模式识别并且{t_k}是用于对所接收的信号计算相关值的时间点序列(不必是等距离排列)。与图1中的相关曲线的最大波幅处的位置相对应的时移Δt(max)可以，但不是必须，恰好与用于计算相关值的一个时移值相等。

首先通过实施例来说明本发明的用处。PN码信号具有波幅s(t；rec)＝789，PN码信号由16进制格式的有序序列0111/1000/1001表示。所接收的信号以所选择的速率R过抽样，例如，R＝4，使表示所接收的信号s(t；rec)的12个信号值中的每一个连续出现了四次。在这里采用由数字值“-1”代替二进制值“0”的“修改的十六进制格式”以易于说明本发明的操作。本发明的修改格式还可与传统的十六进制格式表示一起工作。采用修改的十六进制格式，过抽样的PN码的波幅s(t；rec)＝789的表达式变为

|s(t；rec)|＝-1-1-1-1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1-1-1-1-1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1 1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1 1                         (2)

在这个表达式中具有48＝3·4·4个二进制数字，包括与数量级相对应的值，M＝3，十六进制(或二进制)表示值，N＝4，过抽样率值，R＝4，在这个实施例中。时移t_n是等间距的以致t_n+1-t_n＝Δt＝常量。

在利用PN码计算相关值的传统方法中，时移序列t_n被用于过抽样参考信号值s(t_k；rec)，并且结果信号值被乘以所接收的信号值，如等式(1)所示。对于任意所选择的时移值t_n，计算对应的相关值需要利用48个信号值乘法器和47(或48)个相加器，如图2所示，被排列成包含两输入加法器数分别为24，12，6，3，2和1的六层。对于传统的处理一个所接收的信号以提供一个相关值的相关时间延迟Δt(conv)是时间延迟Δt(add)的六倍，并与一个加法器中的两个值的相加有关。更一般地说，相关的时间延迟大约是{log₂[M·N·R]}₊，其中{P}₊是大于或者等于实数P的最小整数；与实数P的整数部分[P]₊相关，但不相同。对于这个实施例，相关的Δt(add)·{log₂[M·N·R]}₊＝Δt(add)·{5.585}＝6·Δt(add)。

对于所选定的实施例而言，由等式(1)所定义的相关值C(t_n)变为 $C(n\·\mathrm{\Δt})=\underset{K=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}s(k\·\mathrm{\Δt};\mathrm{rec})\·\mathrm{PN}((n-k)\·\mathrm{\Δt})---\left(3\right)$

其中PN码值的序列由等式(2)提出。两个连续的卷积值的差值被确定为

ΔC(t_n+1)＝C(t_n+1)-C(t_n) $=\underset{K=1}{\overset{47}{\mathrm{\Σ}}}s(k\·\mathrm{\Δt};\mathrm{rec})\·\{\mathrm{PN}((n+1-k)\·\mathrm{\Δt})-\mathrm{PN}((n-k)\·\mathrm{\Δt})\}$

+s(48·Δt；rec)·PN((n+1-48)·Δt)-s(0·Δt；rec)PN·(n·Δt) $=\underset{K=0}{\overset{48}{\mathrm{\Σ}}}s(k\·\mathrm{\Δt};\mathrm{rec})\·w(n;k)---\left(4\right)$

w(n；k)＝0(n-k不能被4可除尽的)

       ＝PN((n+1-48)·Δt)    (k＝48)

       ＝-PN(n·Δt)          (k＝0)

       ＝2(n-k＝4·u；PN(4-u)＝PN(4·u+1)＝-1；k≠0，48)

       ＝0(n-k＝4·u；PN(4-u)＝PN(4·u+1))

       ＝-2(n-k＝4·u；PN(4-u)＝-PN(4·u+1)＝+1)           (5)

其中u＝0，±1，±2，±3，…。可确定卷积值的差值C((n+1)·Δt)-C(n·Δt)，包括最多13＝3·4+1项，与等式(3)的卷积值和中的整数值K相对应，整数差值n-k被4可除尽(n-k＝0，1，2，…，48)。在PN码波幅为789的特定实施例中，指出n-k被4可除尽，13个连续值的序列的系数w(n；k)变为

{w(n；k)}＝{-1，2，0，0，-2，0，0，0，2，-2，0，2，1}    (6)该序列的第一和第十三个值w(n；k)(＝+1或者-1)是由特定的PN码值而不是码元系数确定的。

这个实施例使用了特定的选择

M＝参考信号数量级的最大值＝3，

N＝用于每一个数量级的二进制数字值＝4，

R＝过抽样率＝4

图3说明了等式(2)所表示的48个PN码的值，以用作移动的时间值s(t；rec)，s(t+Δt；rec)以及s(t+2Δt；rec)。具有48个值的三个序列中的每一个被乘以数字信号序列s(t；rec)的对应元素，如等式(1)所示。因为这个实施例中采用过抽样率(R＝4)，图3中的序列的每四个值表示s(t；ref)，每四个值是潜在的分界点，其中PN码序列元素s(t；ref)和s(t+Δt；ref)具有不同的符号(例如，+1/-1或者-1/+1)。类似的，表示s(t+Δt；ref)的序列的每四个值也是潜在的分界点，其中s(t+Δt；ref)和s(t+2Δt；ref)具有不同的符号。在两个时移序列中，例如s(t；ref)和s(t+2Δt；ref)在这样的分界点具有相同的符号(例如，+1/+1或者-1/-1)，该分界点不会为相关值差值C(tn)-C(tn-1)提供一个非零值。

图4说明了系数乘法器和信号加法器的阵列41，对于这里所假定的具有M＝3，N＝4以及R＝4但是具有任意的PN码的实施例而言，该阵列用于产生卷积值的差值。阵列的最高层具有最大值M·N-1＝11的系数乘法器组件43-k，对于k＝1，2，…，11而言具有相关系数w(n；k)的每一个具有值+2，0，或者-2，根据所使用的特定PN码，阵列的最高层附加了一个接收信号s(48-Δt；rec)与s(0；rec)之间的信号差值并产生且其结果是一个加权的差值。Δs(n)＝s(48-Δt；rec)·PN((n+1-48)·Δt)-s(0；rec)·PN(n·Δt)  (7)系数乘法器组件43-k的输出信号是0(43-k)＝w(n；k)·s(4·k·Δt；rec)                              (8)对于前面实施例所使用的PN码789

w(n；1)＝w(n；8)＝w(n；11)＝+2

w(n；4)＝w(n；10)＝-2

w(n；2)＝w(n；3)＝w(n；5)＝w(n；6)＝w(n；7)＝w(n；8)＝w(n；9)＝0如从等式(6)确定的。自顶层的第二阵列层具有六个两输入信号加法器45-j(j＝1，2，…，6)，这六个加法器产生了六个输出求和信号。自顶层的第三阵列层具有三个两输入信号加法器47-h(h＝1，2，3)；并且自顶层的第三阵列层具有一个两输入信号加法器51，该加法器51的输出信号是下标值为n的卷积值差值ΔC(t_n)。图4中的阵列41在顶层具有M·N-1＝11个信号系数乘法器以及和四个层的另外12个信号加法器。最大的相关时间延迟大约是5·Δt(add)。所需的逻辑门的数目是最大值23(对于这个实施例选择18个用于PN码789)，与传统的用于卷积的方法中的47个逻辑门相比较。

一般的说，等式(4)所提出的卷积值可以表示为

  ΔC(t_n+1)＝C(t_n+1)-C(t_n) $=\underset{K=0}{\overset{M\·N\·R}{\mathrm{\Σ}}}s(k\·\mathrm{\Δt};\mathrm{rec})\·\{\mathrm{PN}((n+1-k)\·\mathrm{\Δt})-\mathrm{PN}((n-k)\·\mathrm{\Δt})\}$ $=\underset{K=0}{\overset{M\·N\·R}{\mathrm{\Σ}}}s(k\·\mathrm{\Δt};\mathrm{rec})\·w(n;k)---\left(9\right)$

w(n；k)＝0(n-k不能被R可除尽的)

       ＝PN((n+1-M·N·R)·Δt)     (k＝M·N·R)

       ＝-PN(n·Δt)           (k＝0)

       ＝2(n-k＝R·u；PN(R·u)＝-PN(R·u+1)＝-1)

       ＝0(n-k＝R·u；PN(R·u)＝PN(R·u+1))

       ＝-2(n-k＝R·u；PN(R·u)＝-PN(R·u+1)＝+1)         (10)所有项的最大数是M·N+1，这些项加起来以计算卷积差值。利用移动二进制表示的值的一比特位移而实现因子2的相乘。

新的程序是从计算或者从规定的第一个卷积值开始 $C\left(t_1\right)=\underset{K=0}{\overset{M\·N\·R}{\mathrm{\Σ}}}s(\mathrm{tk};\mathrm{rec})\·s(\mathrm{tl}-\mathrm{tk};\mathrm{ref})---\left(11\right)$

第一个卷积值可以从其他的条件知道(例如，C(t₁)＝0)并且不需被计算。对于n≥1，只计算由等式(9)所提出的卷积差值ΔC(t_n+1)＝C(t_n+1)-C(t_n)。根据等式(10)所提出的系数值w(n；k)，这里所需的总的加法数目(以及乘2)最多为M·N并且可能会更少。

可确定所需的所有层的两输入加法器的数目是{log₂[M·N]}₊，这些两输入的加法器用于实现M·N个值相加。如果K输入加法器(K≥2)代替了两输入加法器，所需的所有层的K输入加法器的数目减少到最多{log₂[M·N]}₊，这些K输入加法器用于实现M·N个值相加。等式(10)中所要求的将系数W(n；k)乘以因子2可通过移动移位寄存器中的二进制值的一比特来实现。如果需要一个特定的卷积值即C(t_m)，则该卷积值可利用下述关系计算 $C\left(t_m\right)=C\left(t_1\right)+\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\{C\left(t_n\right)-C\left(t_{n-1}\right)\}---\left(12\right)$

对于上述所讨论的特定的例子，图4说明了一个合适的阵列以计算卷积值差值。这个阵列需要最多{log₂[M·N]}₊＝4层，与传统方法的{log₂[M·N·R]}₊＝6层相比较，并且该阵列最多需要M·N＝12个加法器，与传统方法的M·N·R＝48个加法器相比较。

整数M随所选择的用于PN码的“数量级”而定。前面的讨论依赖利用十六进制格式，其中N＝4连续的二进制数字是用于表示数量级的值，例如二进制。利用二进制格式也需要N＝4，因为在二进制系统中表示值8和9也需要至少使用四个二进制数字。也可用八进制格式表示一个数量级的值，八进制格式使用N＝3连续的二进制数字。在八进制格式中，最大的数量级的值变为7(用八进制格式表示的111)，不是二进制格式的最大的数量级的值9也不是十六进制格式的值F(相当于15)。

这里所公开的新的方法使用了一个单元差值ΔC(t_n+1)＝C(t_n+1)-C(t_n)，如等式(9)所示，以快速的计算本身的卷积值，如等式(12)所示。两个单元差值可以类似的方式计算

Δ₂C(t_n+2)＝C(t_n+2)-C(t_n)

          ＝ΔC(t_n+2)+ΔC(t_n+1)                    (13)如果需要，可使用一个单元差值的总和，如前面所计算的。一般的说，如果需要，以类似的方式计算p个单元的差值

Δ_pC(t_n+p)＝C(t_n+2)-C(t_n) $=\underset{k=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\ΔC}\left(t_{n+k}\right)---\left(14\right)$ 这里所公开的新的方法也可利用对时移值Δt(max)的估算，Δt(max)与卷积值C(t_n)的局部最大值相对应，其中Δt(max)不需与一个离散的时移值t_n一致，但是位于两个离散的时移值之间。假设图1的相关曲线中的三个连续的时移点是t_m-1，t_m，以及t_m+1，并且时移值Δt(max)位于t_m-1和t_m+1之间。这种情况假设连续的卷积值C(t_m-1)，C(t_m)以及C(t_m+1)满足约束条件

C(t_m)≥max{C(t_m-1)，C(t_m+1)}                                  (15)这个约束条件可由等价的形式表示，该等价的形式以卷积信号差值作为一对约束条件

C(t_m)≥0                                                       (16A)

C(t_m+1)≤0                                                      (16B)值τ(max)可以按照下式计算。适于在时移点t_m-1，t_m，以及t_m+1的相关值的第二次(或更高次)多项式变为P(τ；2)＝c0+c1·τ+c2·τ2(t_m-1≤τ≤t_m+1)                         (17)c2＝{[C(t_m-1)-C(t_m+1)]·[t_m-t_m+1]+[C(t_m)-C(t_m+1)]·[t_m+1-t_m]}/(det)(18)

c1＝{[C(t_m-1)-C(t_m+1)]·[t_m+1 ²-t_m ²]+[C(t_m)-C(t_m+1)]·[t_m-1 ²-t_m+1 ²]}/(det)                            (19)

c0＝C(t_m)-c1(t_m)c2(t_m)²                                     (20)

det＝{(t_m-1-t_m)·(t_m-t_m+1)·(t_m-1-t_m+1)}^-1                 (21)用于最大波幅的时移由下式给定

τ(max)＝-c1/c2                                                  (22)并且时移值τ(max)仅仅依赖于两个相关信号差值，ΔC(t_m)＝C(t_m)-C(Δt_m-1)-C(Δt_m+1)以及ΔC(t_m+1)＝C(Δt_m+1)-C(Δt_m)，这两个差值根据前面所提出的处理已经计算过了。

一般的说，第二次多项式P(τ；2)可以由n次多项式P(τ；n)代替，在三个或多个离散时间点{t_k}处的多项式值施加了适当的约束条件，并且确定了使多项式P(τ；n)在时间间隔t_m-1≤τ≤t_m+1内达到最大值的时移值τ(max)。

一方面说明，时移值τ(max)被定义为与可获得的卷积值C(tu)的最大值相对应的时移值的估算，如果卷积被延至时间变量τ的连续值。

第二方面的说明，施加了条件(16A)和(16B)并确定或者计算了时间变量值t＝t_m’由此

|t_m-τ|＝min{|t_m-t_m-1|，|t_m-t_m|，|t_m-t_m+1|}           (23)于是时间变量被解释为从离散集合{t_k}中取出的时移值，并且产生了最大卷积值。

第三方面的说明，施加了条件(16A)和(16B)并确定或者计算了时间变量值t＝tm”由此

C(t_m”)＝max{C(t_m-1)，C(t_m)，C(t_m+1)}                     (24)一般的t＝t_m”。

时移值t＝τ(max)或者t＝t_m”可用于确定CDMA通信中最可能的时移，在最可能的时移点有效负荷(数据)以帧同步开始，或者用于利用卷积信号的其他类似用途。

Claims (25)

1.在有多普勒位移的情况下用于恢复载波信号的方法，该方法包括：

提供一个载波信号，该信号包含所需信号的多普勒位移的复制信号；

通过第一个线性预测器对载波信号的第一部分进行处理以获得所接收的信号的多普勒频率偏移量的第一组分；

修改载波信号的第二部分以获得第一修改信号，来自第一修改信号的第一偏移量组分被消除；

通过第二个线性预测器对第一修改信号进行处理以获得所接收的信号的多普勒频率偏移量的第二组分；

修改第一修改信号以获得第二修改信号，来自第二修改信号的第二偏移量组分被消除；

通过锁相环路对第二修改信号进行处理以对多普勒频率偏移量的剩余组分中的至少一个以及提供的信号的相位角进行估算。

2.如权利要求1的方法，进一步包括将所述载波信号的所述多普勒频率偏移量进行估算作为所述第一，第二以及第三多普勒频率偏移量组分的和。

3.如权利要求1的方法，进一步提供了作为所述载波信号的第一部分的载波信号段，该载波信号段包括最多10个码元。

4.如权利要求3的方法，进一步提供了作为所述载波信号的第二部分的载波信号段，该载波信号段包括最多30个码元。

5.如权利要求1的方法，其中对所述载波信号的所述第二部分进行修改以获得所述第一修改信号的所述处理包括将所述载波信号的第二部分乘以正弦信号，该正弦信号具有与所述多普勒频率偏移量的所述第一组分相等的频率。

6.如权利要求5的方法，其中对所述第一修改信号进行修改以获得所述第二修改信号的所述处理包括将所述第一修改信号乘以正弦信号，该正弦信号具有与所述多普勒频率偏移量的所述第二组分相等的频率。

7.如权利要求1的方法，其中通过所述锁相环路对第二修改信号进行处理的步骤包括通过判定反馈锁相环路对所述第二修改信号进行处理以对多普勒频率偏移量的剩余组分中的至少一个以及所提供的信号的相位角进行估算的处理。

8.在有多普勒位移的情况下用于恢复载波信号的方法，该方法包括：

提供第一载波信号s1(t)，该信号可包含所需信号的多普勒位移的复制信号；

计算载波信号本身的第一相关函数 $S1(N1;K1;\mathrm{Ts})=\underset{K=1}{\overset{N1}{\mathrm{\Σ}}}s1(k\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})\·s1((k1-k)\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})*$

其中N1(≥1)是第一个选择的抽样大小，K1·Ts是第一个选择的时间延迟以及1/Ts是选择的信号抽样率；

计算第一个多普勒频率偏移量组分

    f_D1＝tan^-1{S1(N1；K1；Ts)}/(2π·K1·Ts)；

产生第一修改载波信号

    s2(t；carr)＝s1(t；carr)exp(-j2π·f_D1·t)；

计算载波信号本身的第二相关函数 $S2(N2;K2;\mathrm{Ts})=\underset{K=1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}s2(k\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})\·s2((k-k2)\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})*$

其中N2(≥1)是第二个选择的抽样大小，K2·Ts是第二个选择的时间延迟以及1/Ts是选择的信号抽样率；

计算第二个多普勒频率偏移量组分

    f_D2＝tan^-1{S2(N2；K2；Ts)}/(2π·K2·Ts)；

产生第二修改载波信号

    s3(t；carr)＝s2(t；carr)exp(-j2π·f_D2·t)；

通过锁相环路对第二修改信号进行处理以对多普勒频率偏移量的剩余组分中的至少一个以及所提供的信号的相位角进行估算。

9.如权利要求8的方法，进一步包括以对所述第一，第二以及第三多普勒频率偏移量组分求和的方式来对所述所接收到的载波信号的所述多普勒频率偏移量进行估算。

10.如权利要求8的方法，进一步包括：

产生第二修改载波信号

    s3(t；carr)＝s2(t；carr)exp(-j2π·f_D2·t)；以及

通过判定反馈锁相环路分析对第二修改载波信号进行处理以获得对第三个多普勒频率偏移中的至少一个以及所提供的信号的相位角进行估算。

11.如权利要求8的方法，进一步包括：选择所述整数N1和N2以满足关系N1≤N2。

12.如权利要求11的方法，进一步包括：选择所述整数N1和N2以满足关系N1＝60并且N2＝180。

13.如权利要求8的方法，进一步包括：选择所述数值K1和K2以满足关系D1≤D2。

14.如权利要求8的方法，进一步包括：选择所述数值K1和K2以满足关系K1＝1并且K2＝20。

15.如权利要求8的方法，其中通过所述锁相环路电路对所述第二修改信号进行处理的步骤包括通过判定反馈锁相环路对所述第二修改信号进行处理以对所述多普勒频率偏移量的所述剩余组分中的至少一个以及所述所提供的信号的相位角进行估算的处理。

16.在有多普勒位移的情况下用于恢复载波信号的系统，该系统包括：

提供第一载波信号的信号源，该载波信号可包含所需信号的多普勒位移的复制信号；以及

计算机被编程为：

通过第一个线性预测器对载波信号的第一部分进行处理以获得所接收的信号的多普勒频率偏移量的第一组分；

修改载波信号的第二部分以获得第一修改信号，来自第一修改信号的第一偏移量组分被消除；

通过第二个线性预测器对第一修改信号进行处理以获得所接收的信号的多普勒频率偏移量的第二组分；

修改第一修改信号以获得第二修改信号，来自第二修改信号的第二偏移量组分被消除；

通过锁相环路对第二修改信号进行处理以对多普勒频率偏移量的剩余组分中的至少一个以及所提供的信号的相位角进行估算。

17.如权利要求16的系统，其中所述计算机进一步被编程为以对所述第一，第二以及第三多普勒频率偏移量组分求和的方式对所述载波信号的所述多普勒频率偏移量进行估算。

18.如权利要求16的系统，其中所述计算机进一步被编程以提供作为所述载波信号的所述第一部分的载波信号段，该载波信号段包括最多10个码元。

19.如权利要求18的系统，其中所述计算机进一步被编程以提供作为所述载波信号的所述第二部分的载波信号段，该载波信号段包括最多30个码元。

20.如权利要求16的系统，其中所述计算机进一步被编程对所述载波信号的所述第二部分进行修改以获得通过将所述载波信号的所述第二部分乘以正弦信号而产生的所述第一修改信号，其中正弦信号具有与所述多普勒频率偏移量的所述第一组分相等的频率。

21.如权利要求20的系统，其中所述计算机进一步被编程对所述第一修改信号进行修改以获得通过将所述第一修改信号乘以正弦信号而产生的所述第二修改信号，其中正弦信号具有与所述多普勒频率偏移量的所述第二组分相等的频率。

22.如权利要求16的系统，其中所述计算机进一步被编程以通过所述通过锁相环路对所述第二修改信号进行处理，该处理是通过判定反馈锁相环路对所述第二修改信号进行处理以对多普勒频率偏移量的剩余组分中的至少一个以及所述所提供的信号的所述相位角进行估算。

23.如权利要求16的系统，其中所述计算机进一步被编程以通过第一个线性预测器对载波信号的第一部分进行处理以获得所接收的信号的多普勒频率偏移量的第一组分，该处理通过以下实现：

计算载波信号本身的第一相关函数 $S1(N1;K1;\mathrm{Ts})=\underset{K=1}{\overset{N1}{\mathrm{\Σ}}}s1(k\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})\·s1((k1-k)\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})*$

其中N1(≥1)是第一个选择的抽样大小，K1·Ts是第一个选择的时间延迟以及1/Ts是选择的信号抽样率；

计算第一个多普勒频率偏移量组分

    f_D1＝tan^-1{S1(N1；K1；Ts)}/(2π·K1·Ts)。

24.如权利要求23的系统，其中所述计算机进一步被编程以通过第二个线性预测器对所提供的信号的第二部分进行处理以获得所接收的信号的多普勒频率偏移量的第二组分，该处理通过以下实现：

产生第一修改载波信号

    s2(t；carr)＝s1(t；carr)exp(-j2π·f_D1·t)；

计算载波信号本身的第二相关函数 $S2(N2;K2\mathrm{Ts})=\underset{K=1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}s2(k\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})\·s2((k-k2)\·\mathrm{Ts};\mathrm{carr})*$

其中N2(≥1)是第二个选择的抽样大小，K2·Ts是第二个选择的时间延迟以及1/Ts是选择的信号抽样率；

计算第二个多普勒频率偏移量组分

    f_D2＝tan^-1{S2(N2；K2；Ts)}/(2π·K2·Ts)。

25.如权利要求24的系统，包括根据下式而产生所述第二修改载波信号s3(t；carr)s3(t；carr)＝s2(t；carr)exp(-j2π·f_D2·t)。

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