CN1372717A - 自跟踪滤波器 - Google Patents

Abstract

一种自跟踪带通滤波器(1)包括一个可控滤波器(10),可控滤波器(10)具有用于接收要滤波的信号(φ)的信号输入(11),用于提供具有一个中心频率(f0)的带通信号(S_BP)的带通输出,和一个用于接收控制信号(S_C)控制输入(15);以及耦合到可控滤波器(10)的控制输入(15)的一个控制单元(20),其用于产生这样一个控制信号(S_C),使可控滤波器(10)的带通特性(H_B)的中心频率(f_O)基本上等于输入信号(φ)的频率(f)。

Description

自跟踪滤波器

发明领域

本发明总体上涉及一种滤波器电路。

背景技术

在技术上经常需要对各种信号滤波。特别是在一个信号包括主频率成分和频率不同于主频率成分的干扰频率成分的情况下就需要滤除干扰频率成分。如果能够预料到干扰频率成分相对于主频率成分是处在较高频和较低频段二者上，使用的滤波器就是带通滤波器。如果预先知道主频率，本领域的技术人员就知道如何设计具有以预期的主频率成分为中心的通带的带通滤波器电路。根据对滤波器的要求，可以将通带的宽度设计成很窄。然而，如果预先不知道精确的主频率，例如是因为主频率可能在一个比较宽的范围内变动，就不能采用窄通带。

本发明还涉及到一种用于检测信号过零的装置。

技术上需要有一种可靠的装置来检测信号中的过零。尽管这种需要在电子技术领域是普遍的需要，在光学数据设备领域中也存在这种需要，下文所述的本发明就是针对特殊实施例而提出的。然而需要强调的是本发明并非仅限于这一个例子，还可以在更广泛的领域中应用。

用许多基本平行的轨迹记录信息的或者是在许多基本平行的轨迹上记录有信息的数据记录媒体是广泛公知的，一个典型的例子就是光学记录CD。利用一种光学拾取装置在这种媒体上记录信息或者是从媒体上读出信息，该装置包括一个向媒体发射激光束的激光器。媒体上的激光点需要精确地跟踪其轨迹。拾取位置的控制是由一个跟踪伺服系统来执行的，系统中需要建立一个用来指示轨迹中心和激光点实际位置之间的径向距离的误差信号，并且拾取装置的位置适合将误差信号减到最小。这种跟踪伺服系统也是公知的，无需在此进一步解释。

光学(或磁性)记录媒体的一个重要特征是有可能直接将拾取装置引导到指定的轨迹，而将信息记录在一个连续的螺旋形沟槽中的传统的机械记录媒体需要用一个唱针来跟踪。为了能够将拾取装置移向指定的轨迹，至少需要具备关于拾取装置相对于指定轨迹的目标位置的实际径向位置的有效信息。当控制单元接收到要将拾取装置移向一个新目标轨迹的指令时，拾取装置的当前位置(当前轨迹)是已知的。因此，只要计算出当前轨迹和目标轨迹之间的轨迹数量，将能使拾取装置朝着指定轨迹移动，并且在拾取装置的移动过程中跳过计算的轨迹数量。这样就需要检测轨迹的跨越。

为此就要使用上述的误差信号。在移动拾取装置的过程中监视误差信号；每当误差信号过零时就表明跨越了一个轨迹。这样就可以知道，为了能够对轨迹跨越精确并可靠地计数，在监视误差信号时就需要能可靠地检测零的跨越。

尽管利用检测过零点和误差信号来检测轨迹跨越的方法是已经公知的，例如有德国专利40.29.975，该方法的精度会受到误差信号扰动的影响，它可能造成有效的过零点被错过，或者是检测到不准确的过零点，接着会造成轨迹跨越的计数不准确。误差信号中的扰动可能有多种原因。

误差信号扰动的一个可能来源是光盘表面上存在刮痕或灰尘。

扰动的另一个重要来源是符合ISO标准的光学记录媒体。这种光学记录媒体包括被细分成用于记录信息的扇区的所谓“预制凹槽”或“预制轨迹”。每个记录扇区之前是用“头部”表示的预格式化的坑的序列，它包括所谓的“镜像标记(mirror mark)”，这是预制凹槽的一个中断。

发明概述

按照本发明的一个重要方面，让误差信号通过一个滤波器以消除扰动的信号成分。

一般可以将滤波器电路划分成三种类型：低通，高通和带通。

如果存取算法的速度很高，单单采用简单的低通滤波器对误差信号滤波是不够的。在这种情况下，固定的低通滤波器必须提供尽可能的最高速度，而低速滤波不会起作用。

除了可能有上述的高频扰动之外，还可能有低频扰动的潜在来源，特别是那些与光盘旋转同步的扰动，例如有反射的变化，径向排列的刮痕等等。

在误差信号中造成扰动的另一种可能是由“基线移动”表示的误差信号的偏移，误差信号临时移动到其正常基线之上或以下会造成误差信号中的过零点很容易受噪声影响。

采用低通滤波器不能解决上述基线移动造成的此类问题，需要对误差信号进行高通滤波。

因此，按照本发明的另一方面，利用一种带通滤波器对误差信号滤波有可能同时克服上述两方面的问题，最好是一种窄带通滤波器，其中心频率对应着存取过程中轨迹跨越的预期频率。在这一方面，正如本领域的技术人员所知，“窄”的意思是说其宽度刚好足够预期的轨迹跨越频率始终处在通带以内，还要考虑到所有公差和变化(元件公差，轨迹间距变化等等)。

在实践中，拾取装置在光盘表面上方移动的速度可以在宽范围内改变。对搜索时间为30-40ms的典型的

英寸光数据盘，轨迹跨越的实际频率范围是0到大约200kHz。因此，按照本发明的另一个重要方面，带通滤波器的中心频率是可以控制的。

从理论上说，用于在光盘表面上方移动拾取装置的驱动装置是由一个微处理器来控制的，它可以控制拾取装置的速度。从理论上说，这种微处理器还可以用来设置带通滤波器的中心频率：然而，这种设置仅仅是很粗略的设置，不够精确．进而，如果由于某种原因出现了误差，带通滤波器中心频率的设置就可能出错，使滤波器输出变得太小而无法提供可靠的信息，控制算法就失灵了。

因此，按照本发明的再一方面，带通滤波器最好能自跟踪，即包括一个用来控制带通滤波器中心频率的控制环，并且自适应这一中心频率和输入信号的频率。

附图简介

通过以下参照附图对本发明控制电路的最佳实施例更加具体的描述就可以了解本发明的这些及其他特征和优点，在附图中用相同的标号代表相同或相似的部件，在附图中：

图1示意性表示了按照本发明的一种自跟踪带通滤波器的方框图；

图2表示传递函数的曲线；

图3是图1的电路中采用的一种可控滤波器的方框图；

图4是用于为图3的可控滤波器产生控制信号的一个控制单元的方框图。

发明的实施例

图1示意性表示了按照本发明的一种自跟踪带通滤波器1的方框图，它具有信号输入2和滤波信号输出3。自跟踪带通滤波器1包括具有分别用来提供高通信号S_HP，带通信号S_BP和低通信号S_LP的一个高通输出12，一个带通输出13，和一个低通输出14的一个可控滤波器10。可控滤波器10还包括耦合到自跟踪带通滤波器1的信号输入2上的一个信号输入11，用来接收需要滤波的信号φ，以及一个用于接收控制信号Sc的控制输入15。自跟踪带通滤波器1还包括一个控制单元20，它的信号输入22，23，24分别从可控滤波器10接收上述输出信号S_HP，S_BP和S_LP并且根据这些接收的信号在控制信号输出25上产生用于控制可控滤波器10的控制信号Sc。

在图1中，可控滤波器10被表示成具有三个输出12，13，14，一个信号输入11，和一个控制输入15的一个滤波器；然而还可以用三个单独滤波器的组合实施这一可控滤波器4，各自具有自己的信号输入、控制输入和滤波器输出，这是本领域技术人员所熟知的。

在下文中用U(S)表示信号S的振幅。进而，输出信号S_OUT的传递函数H定义为H＝｜U(S_OUT)｜/｜U(φ)｜。图2的示意性曲线从上到下分别绘制了上述三种滤波器输出信号S_HP，S_BP和S_LP的三种传递函数H_H，H_B和H_L。一般来说，低通输出信号S_LP的传递函数H_L对比较低的频率是基本恒定的，并且随着频率上升到某一截止频率f_L以上而下降。与此类似，高通输出信号S_HP的传递函数H_H对比较高的频率是基本恒定的，并且随着频率下降到某一截止频率f_H以下而下降。另外，带通输出信号S_BP的传递函数H_B在中心频率f₀上具有最大值，并且随着频率下降到上述中心频率f₀以下和频率上升到f₀以上而下降。正如本领域的技术人员所知，截止频率是-3dB的频率。

按照本发明的一个重要方面，为可控滤波器10设计的上述截止频率f_H和f_L及上述中心频率f₀可以由控制输入15所接收的一个信号来控制。

按照本发明的另一个重要方面，可控滤波器10是这样设计的，上述截止频率f_H和f_L在所有时间与可控滤波器4的带通滤波器部分的上述中心频率f₀基本吻合。

按照本发明的再一个重要方面，可控滤波器10是这样设计的，在所有时间上述三个传递函数H_H，H_B和H_L至少近似在f＝f₀的一点彼此交叉。正如本领域的技术人员所知，如果滤波器10在本质特征上不具备这种特性，只要用一或两个输出放大器分别联系滤波器输出12，13，14当中能够补偿任何偏差的一或两个输出，就能获得这一特性。这样就能从图2中看出满足以下的关系：对f＜f₀：  U(S_LP)＞U(S_BP)＞U(S_HP)  (1a)对f＝f₀：  U(S_LP)＝U(S_BP)＝U(S_HP)  (1b)对f＞f₀：  U(S_LP)＜U(S_BP)＜U(S_HP)  (1c)

控制单元20可以用一或多个上述关系来控制可控滤波器10，让三个滤波器输出信号S_LP，S_BP和S_HP的振幅彼此基本相等，它表示的情况是f0至少是大约等于输入信号φ的频率，这就意味着自跟踪带通滤波器1的输出3上的输出信号SBP是对应着已经消除了扰动信号成分的输入信号φ的可靠信号。

值得注意的是，每次在控制信号SC控制下设置滤波器10时不需要使H_H，H_B和H_L的值维持恒定：这些值可以随着f改变，只要其改变方式是一致的。

图3是实现图1的可控滤波器10的一种滤波器电路的示意性框图。图3的实施例包括两个运算跨导放大器(OTA)110和120，各自分别具有一个反相输入111，121，并且各自分别具有一个非反相输入112，122，并且各自分别具有一个输出端113，123。

一个运算跨导放大器是用来在其输出上产生电流I_OUT的器件，该电流与两个输入端之间的电压差U_IN成正比。此处将比率I_OUT/U_IN定义为跨导γ。

OTA110，120的有关的跨导分别用γ₁₁₀和γ₁₂₀表示。OTA110和120是可控的OTA，通过施加一个外部控制信号σ可以分别控制其跨导γ₁₁₀和γ₁₂₀。

第二OTA120的输出123被耦合到可控滤波器10的低通输出14，提供低通输出信号S_LP。第二OTA120的非反相输入122被耦合到第一OTA110的输出113，其被耦合到可控滤波器10的带通输出13，提供带通输出信号S_BP。第一OTA110的非反相输入112被耦合到一个输入差分放大器130的输出134，其被耦合到可控滤波器10的高通输出12，提供高通输出信号S_HP。

具体在本实施例中，一方面的高通输出信号S_HP和另一方面在第一OTA110的非反相输入112上接收的信号的幅值之间的比率具有确定值α₁₃₅。这一点在图3中可以用耦合在输入差分放大器130的输出134和上述高通输出12之间的具有常数增益α₁₃₅的第一放大器135来表示，而第一OTA110的非反相输入112被直接连接到输入差分放大器130的输出134上。或者是可以将输入差分放大器130的输出134直接连接到上述高通输出12，而第一OTA110的非反相输入112可以通过一个增益为1/α₁₃₅的放大器耦合到输入差分放大器130的输出134。进而，上述比率不一定要由诸如放大器等有源部件来实现，也可以由诸如电阻分压级等无源部件来提供。

输入差分放大器130的一个非反相输入131耦合到可控滤波器10的信号输入11上用来接收需要滤波的信号φ。输入差分放大器130的第一反相输入132还耦合到第二OTA120的输出123，并且其第二反相输入133耦合到第一OTA110的输出113；换句话说，一方面与低通输出信号S_LP成正比的第一信号，另一方面与带通输出信号S_BP成正比的第二信号，它们都被负反馈到电路10的输入上。

第一OTA110的反相输入111被连接到一个参考电压，在此也就是地；对第二OTA120的反相输入121也是一样。第一OTA110的输出113被连接到第一电容器装置114的一端，其另外一端连接到地。上述第一电容器装置114的电容用C₁₁₄表示。进而，第一OTA110的输出113被耦合到第二OTA120的非反相输入122；与上述关于比率α₁₃₅所述的情况相似，上述耦合在图3中用一个增益为α₁₁₅的第二放大器115来表示。第二放大器的输出115被示为耦合于输入差分放大器130的第二反相输入133上。

相似地，第二OTA120的输出123被连接到第二电容器装置124的一端，另外一端连接到地。上述第二电容器装置124的电容用C₁₂₄表示。进而，第二OTA120的输出123被耦合到输入差分放大器130的第一非反相输入132上，与上述关于比率α₁₃₅所述的情况相似，上述耦合在图3中用一个增益为α₁₂₅的第三放大器125来表示。

在一个最佳实施例中，第一电容装置114和第二电容器装置124各自的电容值C₁₁₄和C₁₂₄彼此基本相等，用C表示。

另外，在这一最佳实施例中，各个比率α₁₁₅和α₁₂₅彼此间基本相等，并且用α表示，而比率α₁₃₅基本等于1/α。

进而，在这一最佳实施例中，第一OTA110和第二OTA120各自的跨导γ₁₁₀和γ₁₂₀彼此间基本相等，并且用γ表示。

采用常用的Laplace算子，可以按以下的关系来表示各个高通输出S_HP，带通输出S_BP和低通输出S_LP彼此间的关系： $U\left(S_{\mathrm{BP}}\right)=\frac{\mathrm{\γ}}{\mathrm{sC}}(U\left(\mathrm{\φ}\right)-\mathrm{\αU}\left(S_{\mathrm{LP}}\right)-\mathrm{\αU}\left(S_{\mathrm{BP}}\right))----\left(2a\right)$ $U\left(S_{\mathrm{LP}}\right)=\frac{\mathrm{\α\γ}}{\mathrm{sC}}U\left(S_{\mathrm{BP}}\right)----\left(2b\right)$ $U\left(S_{\mathrm{HP}}\right)=\frac{1}{\mathrm{\α}}\frac{\mathrm{sC}}{\mathrm{\γ}}U\left(S_{\mathrm{BP}}\right)----\left(2c\right)$

应该意识到本领域的技术人员可以用其他的电路方案来实现上述的关系(2a)-(2c)。

高通输出，带通输出和低通输出各自的传递函数HH，HB和HL由以下的关系式(3a)-(3c)给出： $H_L\left(s\right)=\frac{\frac{1}{\mathrm{\α}}}{s^2{\mathrm{\τ}}^2+\mathrm{s\τ}+1}----\left(3a\right)$ $H_B\left(s\right)=\frac{\frac{1}{\mathrm{\α}}\mathrm{s\τ}}{s^2{\mathrm{\τ}}^2+\mathrm{s\τ}+1}----\left(3b\right)$ 其中的τ＝C/αγ $H_H\left(s\right)=\frac{\frac{1}{\mathrm{\α}}{s}^2{\mathrm{\τ}}^2}{s^2{\mathrm{\τ}}^2+s\mathrm{\τ}+1}----\left(3c\right)$ 这种滤波器的频率响应如图2所示，图中的α被选定为等于1。这一曲线的水平轴代表归一化频率f/f₀，而f₀＝1/2πτ。如上所述，按照上述的关系(1a)-(1c)，滤波器输出信号S_HP，S_BP和S_LP的相对大小可以表示出一方面的滤波器的特征频率f₀和另一方面的输入信号φ的频率f之间的关系。

因此，遵循一种极为简单的方式，通过比较两个上述滤波器输出信号并产生一个用来控制可控OTA110和120的控制信号Sc就能实现一个控制单元20。图4表示这种简单控制单元20的一个例子。控制单元20是一个包括放大器210的简单的集成控制器，所述放大器210具有一个非反相输入211，连接到地的一个反相输入212，以及通过电容为C₂₁₄的一个电容器装置214耦合到非反相输入211的一个输出213。放大器210的输出213通过包括串联连接的电阻装置212和并联连接的电容装置222的一个RC-滤波器220耦合到一个控制输出203。放大器210的非反相输入211被耦合成通过与电阻值为R₂₃₂的一个电阻232串联连接的第一二极管231接收低通信号S_LP。同样，放大器210的非反相输入211被耦合成通过与电阻值为基本上与R₂₃₂相等的R₂₃₄的一个电阻234串联连接的第二二极管233接收高通信号S_HP。

这一控制单元20在其输出203上提供一个控制信号Sc，耦合到OTA110和120上用来控制其跨导γ。

上文解释的情况是，为了获得用于控制两个OTA110和120的跨导γ的控制信号，可以将两个滤波器输出信号相比较，同时还用一个实施例解释了将高通信号S_HP和低通信号S_LP用做上述两个信号的情况。利用带通信号代替高通信号可以使电路稍微简单一些，因为不需要产生高通信号。然而，这样所招致的风险是控制单元不能锁定在在f远远大于f₀的状态，因为这样的低通信号和带通信号都会具有很小的大小。

本发明提供了一种带通输出信号，只要将控制单元锁定在输入频率上，该输出信号就能在以输入信号φ的输入频率f为中心的一个狭窄频带内提供最佳的响应，即轨迹跨越频率(track crossingfrequency)如果输入信号φ是一个ODD的误差信号的话。另外，带通输出信号的相位会等于输入信号φ的相位，如果需要与其他光学信号维持特定的相位关系，这也是很重要的。

本领域的技术人员应该能知道，本发明的范围并非仅限于上述的例子，而是在附带的权利要求书所限定的本发明范围之内还能有多种变更和修改。

例如，通过串联连接更多的OTA还能获得更高阶的滤波器特性。

另外，在上文所述的实施例中，控制单元20仅仅使用了滤波器10的两个输出；在这种情况下，控制单元20只需要有两个输入22和24。

进而本发明的原理同样适用于分别提供自跟踪高通滤波器和自跟踪低通滤波器。为了这一目的，可以将可控滤波器10的高通输出12上的高通输出信号S_HP和可控滤波器10的输出14上的低通输出信号S_LP作为自跟踪信号，让它们的截止频率f_H和f_L跟随输入信号φ的频率。因此，在图1中，除了自跟踪带通输出3之外还表示了自跟踪滤波器1的自跟踪高通输出4和自跟踪低通输出5。然而本领域的技术人员都知道，实际的自跟踪滤波器1在必要时可以有上述输出中的一个，或上述输出中的两个，或者是上述输出的所有三个。

Claims (19)

1.一种自跟踪滤波器(1)包括：

一个可控滤波器(10)，具有用于接收待滤波信号(φ)的信号输入(11)，用于提供具有一个中心频率(f₀)的带通信号(S_BP)的带通输出(13)，和一个用于接收控制信号(S_C)的控制输入(15)；

耦合到可控滤波器(10)的控制输入(15)的一个控制单元(20)，它适合产生这样的控制信号(S_C)，使可控滤波器(10)的带通特性(H_B)的中心频率(f₀)基本上等于输入信号(φ)的频率(f)。

2.一种自跟踪滤波器(1)包括：

一个可控滤波器(10)，具有用于接收待滤波信号(φ)的信号输入(11)，用于提供具有一个截止频率(f_H)的高通信号(S_HP)的高通输出(12)，和一个用于接收控制信号(S_C)的控制输入(15)；

耦合到可控滤波器(10)的控制输入(15)的一个控制单元(20)，适合产生控制信号(S_C)，使可控滤波器(10)的高通特性(H_H)的截止频率(f_H)基本上等于输入信号(φ)的频率(f)。

3.自跟踪滤波器(1)，包括：

一个可控滤波器(10)，它具有用于接收待滤波信号(φ)的信号输入(11)，用于提供具有一个截止频率(f_L)的低通信号(S_LP)的低通输出(14)，和一个用于接收控制信号(S_C)的控制输入(15)；

耦合到可控滤波器(10)的控制输入(15)的一个控制单元(20)，它适合产生控制信号(S_C)，使可控滤波器(10)的低通特性(H_L)的截止频率(f_L)基本上等于输入信号(φ)的频率(f)。

4.按照权利要求1和2的滤波器，其中控制单元(20)包括分别用于接收高通信号(S_HP)和带通信号(S_BP)的信号输入(22；23)；

其中控制单元(20)适合将高通信号(S_HP)和带通信号(S_BP)相比较，并且根据比较结果产生控制信号(S_C)。

5.按照权利要求4的滤波器，其中，对于控制信号(S_C)在预定控制范围内的所有值，可控滤波器(10)的高通信号(S_HP)的截止频率(f_H)基本上等于带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)；

其中带通信号(S_BP)和高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_B｜和｜H_H｜)在带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)上相互交叉；并且其中控制单元(20)适合修改控制信号(S_C)，如果带通信号(S_BP)的传递函数(｜H_B｜)低于高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_H｜)，就提高带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)，并且这样来修改控制信号(S_C)，如果带通信号(S_BP)的传递函数(｜H_B｜)高于高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_H｜)，就降低带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)。

6.按照权利要求1和3的滤波器，其中控制单元(20)包括分别用于接收低通信号(S_LP)和带通信号(S_BP)的信号输入(24；23)；

并且其中控制单元(20)适合将低通信号(S_LP)和带通信号(S_BP)相比较，并且根据比较结果产生控制信号(S_C)。

7.按照权利要求6的滤波器，其中，对于控制信号(S_C)在预定控制范围内的所有值，可控滤波器(10)的低通信号(S_LP)的截止频率(f_L)基本上等于带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)；

其中带通信号(S_BP)和低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_B｜和｜H_L｜)在带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)上相互交叉；并且其中控制单元(20)适合修改控制信号(S_C)，如果带通信号(S_BP)的传递函数(｜H_B｜)高于低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_L｜)，就提高带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)，，并且这样来修改控制信号(S_C)，如果带通信号(S_BP)的传递函数(｜H_B｜)低于低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_L｜)，就降低带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)。

8.按照权利要求2和3的滤波器，其中控制单元(20)包括分别用于接收低通信号(S_LP)和高通信号(S_HP)的信号输入(24；22)；

并且其中控制单元(20)适合将低通信号(S_LP)和高通信号(S_HP)相比较，并且根据比较结果产生控制信号(S_C)。

9.按照权利要求8的滤波器，其中，对于控制信号(S_C)在预定控制范围内的所有值，可控滤波器(10)的低通信号(S_LP)的截止频率(f_L)基本上等于可控滤波器(10)的高通信号(S_HP)的截止频率(f_H)；

其中高通信号(S_HP)和低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_H｜和｜H_L｜)在上述截止频率(f_H；f_L)上相互交叉；

并且其中控制单元(20)适合修改控制信号(S_C)，如果高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_H｜)高于低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_L｜)，就提高上述截止频率(f_H；f_L)，还能这样来修改其控制信号(S_C)，如果高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_H｜)低于低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_L｜)，就降低上述截止频率(f_H；f_L)。

10.按照权利要求1和8的滤波器，其中，对于控制信号(S_C)在预定控制范围内的所有值，可控滤波器(10)的低通信号(S_LP)的截止频率(f_L)和可控滤波器(10)的高通信号(S_HP)的截止频率(f_H)基本上等于带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)；

其中高通信号(S_HP)和低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_H｜和｜H_L｜)在带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)上相互交叉；并且其中控制单元(20)适合修改控制信号(S_C)，如果高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_H｜)高于低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_L｜)，就提高带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)，并且这样来修改控制信号(S_C)，如果高通信号(S_HP)的传递函数(｜H_H｜)低于低通信号(S_LP)的传递函数(｜H_L｜)，就降低带通信号(S_BP)的中心频率(f₀)。

11.按照前述任何一项权利要求的滤波器，其中可控滤波器(10)包括：

输入放大器(130)，它具有耦合成用来接收输入信号(φ)的非反相输入(131)，并具有一个输出(134)；

第一可控OTA(110)，其具有耦合成用来接收输入放大器(130)的输出(134)的非反相输入(112)，并具有一个输出(113)，耦合在第一可控OTA(110)的上述输出(113)和一个参考电压之间的第一电容器装置(114)；

第二可控OTA(120)，具有耦合到第一可控OTA(110)的输出(113)的非反相输入(122)，并具有一个输出(123)，耦合在第二可控OTA(120)的上述输出(123)和上述参考电压之间的第二电容器装置(124)；

其中上述第一OTA(110)的输出信号和上述第二OTA(120)的输出信号被负反馈到可控滤波器(10)的输入。

12.按照权利要求11的滤波器，其中输入放大器(130)的输出(134)被耦合到一个高通输出(12)；而且/或是第一可控OTA(110)的输出(113)被耦合到一个带通输出(13)；和/或其中第二可控OTA(120)的输出(123)被耦合到一个低通输出(14)。

13.按照权利要求11或12的滤波器，其中

输入放大器(130)的输出(134)通过具有恒定增益(α₁₃₅)的第一放大器(135)耦合到一个高通输出(12)；

第一可控OTA(110)的输出(113)通过具有恒定增益(α₁₁₅)的第二放大器(115)耦合到第二可控OTA(120)的非反相输入(122)；

其中上述第二放大器(115)的输出被耦合到输入放大器(130)的一个反相输入(133)；而其中上述第二可控OTA(120)的输出通过具有恒定增益(α₁₂₅)的第三放大器(125)耦合到输入放大器(130)的一个反相输入(132)。

14.按照权利要求13的滤波器，其中α₁₁₅近似等于α₁₂₅并且近似等于1/α₁₃₅。

15.按照权利要求11-14之一的滤波器，其中第一OTA(110)的跨导(γ₁₁₀)近似等于第二OTA(120)的跨导(γ₁₂₀)。

16.按照权利要求11-15之一的滤波器，其中第一电容器装置(114)的电容值(C₁₁₄)近似等于第二电容装置(124)的电容值(C₁₂₄)。

17.按照权利要求11-16之一的滤波器，其中控制单元(20)是一个包括放大器(210)的集成控制器，所述放大器(210)具有耦合到控制单元(20)的信号输入的一个输入(211)，通过一个电容(214)耦合到上述输入(211)的一个输出(213)，一个RC-滤波器(220)，和耦合到上述可控OTA(110，120)用来控制其跨导(γ₁₁₀，γ₁₂₀)的一个控制输出203。

18.数据器件，包括：

一个拾取装置，用来在记录媒体的轨迹上记录或读出数据；

一个跟踪伺服系统，用于使拾取装置相对于上述轨迹定位；

误差信号发生装置，用于产生表示拾取装置相对于上述轨迹的错位的误差信号(φ)；

用于检测误差信号(φ)过零点的检测装置；

以及按照前述任何一项权利要求的一个自跟踪带通滤波器(1)，它被耦合在上述误差信号发生装置和上述过零点检测装置之间。

19.用于检测输入信号(φ)过零点的一种装置，其中包括前述任何一项权利要求的自跟踪带通滤波器(1)。

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