CN1365212A - 通信系统中的有效带宽调制 - Google Patents

Abstract

一种数字数据发射机,包括有载波信号输入端和第一控制符号流输入端的调制器。调制器利用该调制器产生的第二符号流调制载波信号。第二流中每个符号的值对应于当前控制符号与第一流中最近K个第一符号之和。整数K大于1。

Description

通信系统中的有效带宽调制

技术领域

本发明涉及通信系统，具体涉及通信系统的调制方法。

背景技术

波分复用(WDM)是一种通信模式，它分配不同的频带作为独立的通信信道。对于通过光纤的光传输，分配的频带通常是频谱相邻的，且位于硅玻璃光纤提供低衰减和/或低色散的频谱范围。总的频谱范围包括约1.35微米与1.7微米之间的波长。在WDM系统中，对各个波段带宽的一种限制是交叉信道干扰(CCI)。各个波段不能如此宽广，一个信道上的通信与相邻信道上的通信发生干扰，从而引起相邻信道上的通信差错。

CCI和硅玻璃光纤的物理性质共同限制了实施WDM光系统可用的独立信道数目。随着数据传输速率的增大，各个相邻频谱信道之间的CCI往往也随之增大。若我们有减小或控制CCI的更好方法，则可以增大未来光学WDM系统的传输速率。

发明内容

各个实施例提供产生载波的调制模式，其频谱宽度比以相同符号速率发射的常规调制载波的频谱宽度窄。频谱宽度的减小是由于代表相继数据值的各个符号之间干扰的增大。符号间干扰有已知的形式，接收机利用这种形式恢复从载波发射的数据值。

在一个实施例中，本发明的特征是一种发射相继数字数据值流的方法。该方法包括调制载波以传输代表相继各个数字数据值的符号。在调制载波中代表相继各个数据值的符号干扰大于在与调制载波相同速率发射符号的参考波中的干扰。参考波是通过一次用一个符号调制相同载波产生的。调制载波的频谱宽度比参考波的频谱宽度窄，其有效符号速率小于参考波有效符号速率的二分之一。

在另一个实施例中，本发明的特征是一种数字数据发射机，它有配置成利用不归零制(NRZ)波形的调制器。调制器有载波信号的输入端和第一控制符号流的输入端。调制器利用该调制器产生的第二符号流调制载波信号。每个第二流中的符号值对应于当前控制符号与第一流中最近K个符号之和。整数K大于1。

在另一个实施例中，本发明的特征是一种发射代表数字数据值的符号流的方法。该方法包括利用[1+∑^K _i＝1Z^-i]定义的部分响应函数处理这些符号和利用处理的符号调制载波。此处，整数K大于1，函数Z^-i延迟数据符号的时间是相继各个数据符号之间时间的i倍。

在另一个实施例中，本发明的特征是一种接收机。接收机包括检测器和反构像映射器，检测器确定代表接收载波幅度的值序列，而反构像映射器估算输入数字数据的值序列。基于来自幅度监测器确定的值序列和符号构像幅度与调制载波的输入数字数据值之间的关系，反构像映射器估算这个序列。该关系是把构像(constellation)中至少两个幅度与输入数字数据值的相同值相联系。

附图说明

图1是通信系统的方框图；

图2是发射数据到图1所示通信信道过程的流程图；

图3是其功能相当于图1所示调制器的调制器方框图；

图4表示图1所示类型调制器产生的信号功率谱；

图5是从图1通信信道接收的信号中提取数据过程的流程图；

图6表示用于图1通信系统的另一种接收机；

图7是图6所示接收机从接收的信号中提取数据过程的流程图；

图8表示用于图1通信系统的另一种发射机；和

图9列出几个整数K值的传输带宽和接收机灵敏度，K是图1中数字滤波器的特征。

在各个附图中相同的参考数字指示相同的特征。

具体实施方式

随着数字数据速率的增大，载波的调制符号速率通常也随之增大以适应增大的数据速率。增大调制符号速率扩展了调制载波的频谱宽度。这种扩展在各个相邻波段作为单独通信信道的WDM系统中是成问题的，因为这种扩展增大了交叉信道干扰(CCI)。

为了减小CCI，多个实施例提供了各种调制模式，它相对于那些常规的调制模式减小了“有效”调制符号速率。在新的调制模式中，“有效”调制符号速率确定调制载波的频谱宽度，且低于数据传输速率。“有效”调制符号速率的减小是通过发射独立数字数据值的各个符号之间信道内干扰(ICI)的增大。

此处，“有效符号速率”是输入数字数据流中代表一个输入数字数据值的符号在调制该数字数据载波的波形所需时间的倒数。每个输入数字数据值可以包含一个或多个比特。

图1是发射数字数据的通信系统10的方框图。通信系统10包括：发射机12，接收机14，和耦合发射机12到接收机14的通信信道16。

发射机12包括：源18，调制器20和预编码器22。调制器20包括：构像映射器23，数字滤波器24，和NRZ调制器25。调制器20调制来自源18的载波，因此，该载波传输输入数据比特流a_n。调制器20发射调制波到通信信道16。

此处，NRZ调制器利用NRZ波形调制载波，该波形的幅度代表控制符号序列的顺序值。

接收机14包括：接收信号检测器26，限幅器28，和反构像映射器30。接收信号检测器26包括：带通滤波器33和强度检测器32，即，响应于接收信号瞬时能量的检测器。基于来自通信信道16的接收信号，反构像映射器30产生估算的数据比特流_n。

在各个实施例中，通信系统10在光学WDM系统中提供光通信。这些实施例中，通信信道16包含光纤，源18是激光器，滤波器33是光学滤波器，而检测器32是光强检测器。

在其他的实施例中，通信系统10是有线或无线通信系统，而源18分别是无线电波发生器或高频电压源。

图2是发射机12通过图1中通信信道16发送数字数据过程40的流程图。发射机12在预编码器22的输入端口34接收输入数据比特流a_n(步骤42)。输入比特a_n的值为逻辑1或逻辑0。预编码器22按顺序预编码输入比特a_n以产生输出比特流b_n(步骤44)。预编码器22使用以下的预编码算法：b_n＝b_n-Kb_n-K+1…b_n-1a_n。此处，表示逻辑“异”运算，而下标“n，n-1，…n-K”等指出信令间隔的顺序。

预编码操作简化随后在接收机14中接收信号的处理。整数K是上述预编码算法的特征，它与调制器20完成的数字滤波操作类型匹配。预编码器22的结构能够完成这种预编码算法，本领域专业人员借助于本发明公开的内容能够理解其结构。

预编码器22按顺序发送预编码的数据值b_n到构像映射器23。构像映射器23产生对应于b_n的符号P_n(步骤46)。符号P_n属于2符号构像，其符号幅度为+A/2和-A/2。对于b_n＝0和1，对应的符号分别是-A/2和+A/2。

构像映射器23按顺序发送符号P_n到数字滤波器24。利用1+∑^K _i＝1Z^-i定义的部分响应函数按顺序处理符号P_n，数字滤波器24产生输出的控制符号流Q_n(步骤48)。此处Z^-i是算符，当作用到符号P_n时，产生i倍信令间隔的延迟，信令间隔是接收相继各个输入比特a_n之间的时间。因此，Z^-i(P_n)＝P_n-i。控制符号Q_n是当前符号P_n与以前K个符号之和，即，P_n-1，P_n-2…P_n-K。控制符号Q_n有属于发射机构像的值{-(K+1)A/2，-(K+1)A/2+A，-(K+1)A/2+2A，…，+(K+1)A/2}。

整数K是数字滤波器24的形式和调制器20产生的调制载波带宽的特征。在该实施例中，K是大于1的正整数。

数字滤波器24发送控制符号Q_n到NRZ调制器25。NRZ调制器25利用NRZ波形幅度调制源18产生的载波，该波形代表从数字滤波器24接收的控制符号序列Q_n(步骤50)。在每个数据间隔“n”期间，调制载波的幅度对应于控制符号Q_n的当前值。负的Q_n值对应于幅度为|Q_n|和相位改变180°的载波。调制器20发射调制载波到通信信道16(步骤52)。

利用数字滤波器24处理符号P_n，然后，利用处理后的控制符号Q_n NRZ调制载波，它产生调制的载波。形成的调制载波带宽比利用控制符号P_n(或移位A/2的P_n)NRZ直接调制原始载波产生的带宽窄。

为了理解频谱变窄的原因，应当注意，调制器20有不同但相当的描述。以上，给调制器20提供串行描述。在串行描述中，相继的符号Q_n在长度为时间“T”的调制周期内串行地确定载波的调制幅度。时间“T”是接收相继各个输入数据比特a_n之间的信令间隔。或者，还可以并行描述调制器20。在并行描述中，相继的符号P_n在长度为(K+1)T的周期内确定该载波副本的调制幅度。因此，并行描述调制器20涉及的调制间隔是串行描述中调制间隔的(K+1)倍。

虽然图1中系统10的输入数字数据是单个数据比特流a_n，其他的实施例利用传输多个数字数据比特的输入数据值a_n。在那些实施例中，每个b_n值传输多个数字数据比特，而每个符号P_n代表这种多比特数据。类似地，在那些实施例中，符号Q_n的传输构像对应于多比特数字数据之和。

虽然图1中数字滤波器24和NRZ调制器25直接地对应于完成串行描述中各个动作的部件，并行描述在功能上是相当的。此外，并行描述清楚地指出调制载波的带宽较窄的原因，这是因为并行描述中的调制间隔是串行描述中标称调制间隔的(K+1)倍。

图3表示调制器20′，其部件的功能相当于并行描述图1中调制器20的功能。调制器20′包括：(K+1)循环去复用器(DEMUX)60，它从构像映射器23接收符号序列P₀，P₁，P₂，…。DEMUX 60把接收的符号循环地分配到并行的(K+1)个NRZ调制器组62₀-62_K。调制器62₀在第一个信号间隔接收符号P₀，调制器62₁在下一个信号间隔接收符号P₁。等等。

调制器62₀-62_K还有一个输入端，用于接收图1中源18产生的载波副本。各个载波副本没有相对的相位差。

虽然DEMUX 60的相继各个输入符号之间的时间还是等于接收相继各个输入数据比特a_n之间的时间T，但是每个NRZ调制器62_m的相继各个输入符号之间的时间是(K+1)T。在接收到新的输入符号之前，每个调制器62_m继续用相同的幅度调制载波。因此，调制器62₀-62_K在(K+1)T的时间周期内产生恒定幅度的光信号。来自调制器62₀-62_K的调制光信号进入到模拟信号加法器64，加法器64叠加各个调制信号并发射叠加结果到信道16。

由于加法器64发射的波是各个调制器62₀-62_K产生信号的简单相加，发射波的频谱成分是由那些调制器62₀-62_K产生信号的频谱成分所确定。这是因为和的傅里叶变换是各个求和信号傅里叶变换之和。

由于每个符号P_n调制载波副本的时间为(K+1)T，调制器62₀-62_K的有效符号速率为1/[(K+1)T]。因此，在调制器20中，或相当地，在调制器20中，有效符号速率为1/[(K+1)T]。

图4表示在各种整数K值情况下调制器20或20′产生的载波频谱，K是这些调制器的特征，其中K＝0，1，3，和7。数据速率是40吉比特每秒，即，T＝0.025纳秒。调制载波的功率密度W(K)是由以下公式给出的：

          W(K)∝[sin[π(K+1)T(f-f_c)]/[π(f-f_c)]²

这个功率密度函数在载波频率f_c的中心峰值两侧有几个零点。这些零点之间的距离等于2/[(K+1)T]，即，该距离反比于图3所示并行阵列中调制器62₀-62_K的数目。

相邻载波频率f_c的各个功率零点之间的距离是功率谱的带宽。来自调制器20′的输出信号带宽近似地正比于(K+1)^-1，即，调制器62₀-62_K的带宽，因为对各个调制器62₀-62_K产生的信号求和产生调制器20′的输出信号。因此，调制器20和调制器20′产生的载波频谱较窄，它是传输相同数据量的常规NRZ调制载波频谱的(K+1)^-1倍。

这种带宽变窄有助于减小光学WDM系统中的交叉信道干扰(CCI)，因为带宽变窄减小了相邻波长信道之间的信号重叠。在相继各个符号P_n中引入严重的符号间干扰获得CCI的减小，然而，在以下说明的接收机中很容易消除这种干扰。

图5是图1中接收机14从信道16接收的载波中提取估算的数据比特流_n过程70的流程图。接收的信号传播通过带通滤波器33，滤波器33选取一种载波，例如，WDM系统中的一个信道(步骤72)。对于每第n个信令间隔，检测器32测量载波的瞬时强度，并发送测得的强度值M(Q_n ²)到限幅器28(步骤74)。例如，测得的强度可以是载波的瞬时能量。

根据M(Q_n ²)值，限幅器28估算与a_n相关的数据间隔中原始发射的载波强度Q_n ²，并发送估算的E(Q_n ²)值到反构像映射器30(步骤76)。对于K为奇整数的发射机12传输符号的构像，即，K＝3，5，7，…，传输符号的强度Q_n ²有属于构像{[(K+1)A/2]²，[(K+1)A/2-A]²，[(K+1)A/2-2A]²，…，0}的强度。通过测量值与一组预选阈值的比较，限幅器28确定每个估算的E(Q_n ²)值。这些阈值确定与每个发射强度值Q_n ²相关的接收强度的上限和下限。这些阈值随不同实施例的通信信道16而不同，因为信道损伤和噪声随不同的信道而不同。限幅器28串行地并以发射机12中接收输入数据比特a_n的原始速率发送估算的强度值E(Q_n ²)到反构像映射器30。

根据接收的E(Q_n ²)值，反构像映射器30把E(Q_n ²)值映射成值_n(步骤78)。_n值是来自接收机14的输出数据，它是产生Q_n的原始发射数据比特a_n的估算值。因此，反向映射操作消除发射机12引入的符号间干扰以减小调制载波的带宽。

接收机14在相继的信令间隔期间重复步骤72，74，76，和78，重建估算数据比特_n的输出序列，它对应于发射机12接收的输入数据比特a_n的序列。

这个反向映射操作是基于几个Q_n ²值对应于相同a_n的构像。反构像映射器30所用Q_n ²值与a_n值之间的关系形式遵照发射机12的形式。具体地说，反向映射操作是由两个关系确定的。第一个关系是，若Q_n ²＝[(K+1)A/2-2LA]²，且L等于整数，则a_n等于0。第二个关系是，若Q_n ²＝[(K+1)A/2-(2L+1)A]²，且L等于整数，则a_n等于1。反构像映射器30只是根据E(Q_n ²)值和以上两个关系读出_n的值。

图6表示图1中通信系统10的实施例10′，其中作为发射机12特征的K值等于偶整数，即，K＝2，4，6，…。在系统10′中，接收机14′包括：相干检测器32′，其输出信号M(Q_n)是幅度和Q_n符号的测量值。

图7是图6中接收机14′是从信道16接收的载波中提取估算的数据比特流_n的过程70′的流程图。在此情况下，检测器32′测量M(Q_n)，它提供每个信令间隔中接收载波的幅度和相位(即，符号)(步骤74′)。根据M(Q_n)的值，限幅器28′估算与a_n相关的数据间隔中原始发射的载波Q_n并发送估算的E(Q_n)值到反构像映射器30′(步骤76′)。对于发射机12，传输符号的Q_n属于构像{-(K+1)A/2，(K+1)A/2+A，(K+1)A/2+2A，…，+(K+1)A/2}。通过测量信号M(Q_n)与一组预选阈值的比较，限幅器28′确定每个估算的E(Q_n)值。这些阈值确定与每个发射值Q_n相关的接收信号的上限和下限。这些阈值随不同实施例的通信信道16而不同。限幅器28′串行地并以发射机12中接收输入数据比特a_n的原始速率发送估算的E(Q_n)值到反构像映射器30′。

根据接收的E(Q_n)值，反构像映射器30′把E(Q_n)值映射成值_n(步骤78′)。值_n是来自接收机14′的输出数据，它是产生Q_n的原始发射数据比特a_n的估算值。因此，反向映射操作再消除发射机12引入的符号间干扰以减小调制载波的带宽。

这种反向映射操作是基于几个Q_n值对应于相同a_n的构像。具体地说，反向映射操作是由两个关系确定的。第一个关系是，若Q_n＝-(K+1)A/2+2LA，且L等于整数，则a_n等于0。第二个关系是，若Q_n＝-(K+1)A/2+(2L+1)A，且L等于整数，则a_n等于1。反构像映射器30′只是根据E(Q_n)值和以上两个关系读出_n的值。

当K是奇整数时Q_n ²与a_n之间的以上关系和当K是偶整数时Q_n与a_n之间的以上关系遵照发射机构像的符号Q_n与输入数据比特a_n之间的关系。请注意，由于在预编码器22中b_n＝b_n-Kb_n-K+1…b_n-1a_n，可以得出a_n＝b_n-Kb_n-K+1…b_n-1b_n。对于整数m＝n-K，n-K+1，…，n-1，n，每个b_m在构像映射器23中选取一个P_m值。若b_m＝0，则P_m值等于-A/2，若b_m＝1，则P_m值等于+A/2。对于每个偶整数或奇整数K，可以得出，若a_n＝0，则传输符号满足Q_n＝-(K+1)A/2+2LA，若a_n＝1，则传输符号满足Q_n＝-(K+1)A/2+(2L+1)A。对于奇数K，可以简化以上的传输符号构像关系，因为Q_n和-Q_n映射成相同的a_n值。

图8表示图1的通信系统10中不同但功能相当的发射机12′。在发射机12′中，数字滤波器24′产生当前比特b_n与从预编码器22中接收的前K个比特b_n-K，b_n-K+1，…，b_n-1之和，并发射这个和值到构像映射器23′。构像映射器23′根据Q_n的(K+2)个符号构像把(K+2)个可能的D_n值0，1，2，…，K+1映射成-(K+1)A/2，-(K+1)A/2+A，-(K+1)A/2+2A，…，(K+1)A/2。符号Q_n的序列提供NRZ调制器25中用于调制载波的波形，如同对图1和2中发射机12所描述的。

虽然上述的各个实施例包括预编码器22和专用的预编码算法，但是本发明不局限于有图1中预编码器22的发射机12。上述的预编码器22简化接收机的操作。没有预编码器22的实施例利用不同的算法根据接收信号的测量值M(Q_n ²)或M(Q_n)得到估算的数据比特值_n。

图9是几个选取整数K的传输带宽和接收机灵敏度的表，整数K是图1中数字滤波器24的特征。在此表中，接收机灵敏度定义为构像中各个发射机符号Q_n之间的最小平方距离除以该构像中发射机符号Q_n的平均强度，即，Q_n ²。对于给定的数据速率，利用较大的K值和在接收机中牺牲3dB灵敏度的代价，我们可以把信号带宽减小50％。例如，在该表中当K从1增大到3时，从3增大到5时，或从7增大到15时，就是这种情况。与此相当，对于给定的信号带宽，利用较大的K值和在接收机中牺牲6dB灵敏度的代价，我们可以把数据速率增加一倍。这种代价比前一种代价高出3dB，因为数据速率增加一倍使每个比特的能量减小一半。这应当与进行单纯脉冲幅度调制的常规调制器进行比较。对于增大数据传输速率约1比特每赫兹的这种调制器，其代价是接收机灵敏度牺牲约6dB。因此，新调制器20的效率比常规的调制器高得多。例如，新调制器20在数据速率超过10吉比特每秒的未来光通信系统中应当是很有益的。

再参考图1，为了改进接收机灵敏度，一些实施例的接收机14使用维特比译码器，直接从M(Q_n ²)或M(Q_n)的测量信号值得到估算值_n。由于使用维特比译码器要求以全符号速率处理接收的信号，当符号速率接近10吉比特每秒或更高时，这些实施例是不切实际的。

其他一些实施例使用纠错码以改进接收机灵敏度。纠错码不要求以全符号速率处理接收的信号。取代的是，一组编码器可以在发射机12中并行地工作，而一组解码器可以在接收机14中并行地工作。与图1和图6中系统10和系统10′兼容的纠错码包括：Reed-Solomon码，低冗余度收缩卷积码，和这些代码的结合。

在各个实施例中，调制器20利用正的和负的调制幅度Q_n调制载波，即，负调制幅度引入180°的相移。利用正的和负的调制幅度，可以使信道16中的平均信号强度保持较低的强度。在光通信信道中，较低的强度减小了与传输发生干扰的非线性效应。

其他一些实施例的调制器20仅仅利用正的调制幅度调制载波。

根据本说明书，附图和本申请的权利要求书，本领域专业人员可以清楚地理解本发明的其他实施例。

Claims (29)

1.一种发射数字数据值流的方法，包括：

调制载波以传输代表相继数字数据值的符号，在调制载波中代表相继各个数字数据值的符号干扰大于在与调制载波相同符号速率发射的参考波中的干扰，调制载波的频谱比参考波的频谱窄，参考波是通过一次用一个数字数据值调制相同载波产生的，其有效符号速率大于调制载波的两倍。

2.按照权利要求1的方法，其中调制载波包括利用不归零制波形幅度调制该载波，该波形的幅度是根据相继的符号值按顺序确定的。

3.按照权利要求1的方法，其中调制载波包括幅度调制光载波。

4.按照权利要求3的方法，其中调制操作包括利用不归零制波形幅度调制该载波，该波形的幅度是根据相继的符号值按顺序确定的。

5.按照权利要求1的方法，其中数字数据值是数据比特。

6.一种发射数字数据值流的方法，包括：

利用[1+∑^K _i＝1Z^-i]定义的部分响应函数处理数字数据值产生符号流，其中整数K大于1，且函数Z^-i延迟数字数据值的时间是相继各个数字数据值之间周期的i倍；和

利用产生的符号流调制载波。

7.按照权利要求6的方法，其中调制操作包括利用不归零制波形幅度调制该载波，该波形的幅度是由符号序列按顺序确定的。

8.按照权利要求6的方法，其中调制载波包括幅度调制光载波。

9.按照权利要求8的方法，其中调制操作包括利用不归零制波形幅度调制该载波，该波形的幅度是由符号序列按顺序确定的。

10.按照权利要求6的方法，其中整数K是奇数。

11.按照权利要求6的方法，其中数字数据值是数据比特。

12.一种数字数据发射机，包括：

调制器，它有载波信号的输入端和代表数字数据值的第一符号流的输入端，调制器利用第二流中顺序符号值调制该载波信号，第二流中的每个符号是当前符号与第一流中最近K个符号之和，整数K大于1。

13.按照权利要求12的发射机，其中调制器利用[1+∑^K _i＝1Z^-i]定义的部分响应函数处理第一流中的符号，且函数Z^-i延迟符号的时间是相继各个输入符号之间周期的i倍。

14.按照权利要求12的发射机，其中调制器利用不归零制波形调制该载波信号，该波形的幅度是由第二流中符号序列按顺序确定的。

15.按照权利要求12的发射机，其中调制器配置成调制光载波。

16.按照权利要求15的发射机，其中调制器利用不归零制波形调制光束，该波形的幅度是由第二流中符号序列按顺序确定的。

17.按照权利要求12的发射机，其中整数K是奇数。

18.按照权利要求12的发射机，其中数字数据值是数据比特。

19.一种接收机，包括：

检测器，从发机机接收调制的载波信号；和

映射器，配置成利用接收的信号确定输入数字数据值，该数字数据值是与发射机用于调制载波信号的输入符号流相关，载波信号是被控制符号流所调制，控制符号流是[1+∑^K _i＝1Z^-i]定义的部分响应函数处理该输入数字数据值形成的，整数K大于1，且函数Z^-i延迟输入数字数据值的时间是相继各个输入数字数据值之间时间的i倍。

20.按照权利要求19的接收机，其中检测器确定光强。

21.按照权利要求19的接收机，其中映射器包括基于传输符号构像的反构像映射器，在其中至少两个传输符号对应于输入数据值中的相同值。

22.按照权利要求19的接收机，其中输入数字数据值是数据比特。

23.一种接收机，包括：

幅度检测器，接收载波和确定代表接收载波幅度的值序列；和

反构像映射器，基于确定的值序列和符号构像的幅度与用于调制载波的输入数字数据值之间的关系，估算输入数字数据值的序列，该关系是把构像中至少两个幅度与输入数字数据值中的相同值相联系。

24.按照权利要求23的接收机，还包括：

选取波段的光滤波器，检测器接收属于从光滤波器输出端选取波段的载波。

25.按照权利要求24的接收机，其中检测器检测可见光和近红外光之一。

26.按照权利要求23的接收机，还包括：

限幅器，用于从检测器接收确定的值序列和基于接收值发送代表构像符号的新幅度值到映射器。

27.按照权利要求26的接收机，其中检测器配置成检测无线信道中的载波。

28.按照权利要求23的接收机，其中输入数字数据值是数据比特。

29.按照权利要求23的接收机，其中代表幅度的各值是接收载波中测量的强度值。

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