CN1340971A

CN1340971A - 活动图像工程组程序时钟基准抖动、频率偏移及漂移率测量

Info

Publication number: CN1340971A
Application number: CN01123060.6A
Authority: CN
Inventors: D·G·贝克
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 2000-07-19
Filing date: 2001-07-19
Publication date: 2002-03-20
Anticipated expiration: 2021-07-19
Also published as: SG111022A1; DE60107502D1; CN1263315C; EP1175109A2; EP1175109B1; ES2231392T3; EP1175109A3; US6650719B1; DE60107502T2; JP2002118862A; JP3971137B2

Abstract

一种采用可选、恒定的测量带宽基于非均匀PCR到达时间和可变PCR速率来测量MPEG PCR抖动、频率偏移和漂移率的方法。以在抖动和游走之间划出的频率范围确定所述可变,恒定测量带宽。对于每个接收到的PCR值,根据当前PCR值的到达时间和上一个到达时间确定PCR间隔。把所述PCR值、间隔和确定的带宽输入到一组差分方程,所述差分方程或者是从数字模拟混合PLL模型推导出的、其中所述频率偏移、漂移率和抖动是从所述PLL反馈控制系统中的不同点提取的,或者是从对所述PCR值的最小均方(LMS)频率偏移和简单二阶时间方程式的LMS漂移率估算子的线性滤波逼近推导出的。

Description

活动图像工程组程序时钟基准抖动、频率偏移及漂移率测量

发明背景

发明领域

本发明涉及压缩视频信号的质量，更具体地说，本发明涉及一种方法，用于以可选、恒定的测量带宽基于非均匀PCR(程序时钟基准)到达时间和可变PCR速率来测量活动图像工程组(MPEG)程序时钟基准(PCR)抖动，频率偏移和漂移率。

先有技术

为了重构视频信号，需要在数字传输系统(如数字视频广播(DVB)系统)的解码器一侧复原程序的系统定时时钟(STC)。在可实现STC同步复原的活动图像工程组(MPEG)压缩方案中，解码器的程序STC计数(如27MHz时钟计数)的显式主时钟基准(PCR)样值在传输流(TS)内被传送。要求PCR值：(i)在基点处是正确的；且(ii)在直至压缩信号解码过程中产生问题点的传输链中不失真。测量各PCR值的到达时间之间的间隔时，所期望的值、到达时间和PCR值上所累积的抖动、以及TS中传输的到达时间的精确性对于确保所述程序流的可解码性的置信度都是必需的。由于抖动、频率偏移和频率漂移率对于整个处理过程都是重要的参数，所以有必要对理解什么是PCR抖动有一个明确的定义，以及需要一个用于其测量方法的准则。

根据ISO/IEC 13818-1中所提出的规范，可以为相对于标称程序STC频率(27MHz)的频率偏差定义一个如图3所示的极限屏蔽区。频率偏移是解码器侧STC的实际值和标称频率之间的差。对于27MHz，其极限被设为+/-810Hz或归一化为+/-百万分之30。频率变化率或漂移率是程序的STC的频率随时间变化的速度，即所述频率对于时间的一阶导数或相位对于时间的二阶导数。对于27MHz程序STC，其极限设置为75mHz/秒，或对于27MHz的STC频率、归一化为百万分之10/小时。相位容差设置为+/-500纳秒，它表示PCR值相对于根据其在TS中的时间位置而应该具有的值的最大误差。

对STC实行关于频率偏移和漂移率的极限，因为STC是通过对应的PCR范围的各种值来表示的。它们包括程序STC的影响和PCR计算中的任何可能误差。500纳秒的极限不是针对程序STC的，而是针对表示PCR值相对于其在TS中的位置的精确度的。当然，PCR误差完全等效于在解码点使用PCR值重构STC时的相位和抖动误差。

一种用于测试程序STC频率误差、漂移率和PCR抖动的方法在ISO/IEC13818-9，1996中有说明。这种测试每次完成一个程序的测试。其过程利用了PCR值的图表，后者表示发送数据的程序STC时间对PCR到达时间的曲线，如图1所示。到达时间绘制在X轴上，表示接收装置处的精确时间。PCR值绘制在Y轴上。一条线性回归线与N个样值拟合，所述回归线的斜率减1就是所述的频率偏移。抖动被定义为所述回归线之上/下的PCR值的垂直距离。

这种方法存在要确定N应该是多大才累积到足够的样值的问题。如果N太大，则当采用直线曲线拟合而非二次拟合时，低频定时微扰(即，游走)会导致过大的抖动测量值。对于线性拟合，采用此直线的斜率来估算频率偏移。但是，由于频率偏移常常漂移或游走，所以抖动值可能会因这些游走效应而过分的大。因为这些值远超出抖动规范，而解码器的锁相环(PLL)要跟踪它们，所以如果漂移率低于极限，则它们就无关紧要。因此它们不应包含在抖动测量中，而应该相对于漂移率单独确定其值。反之亦然，漂移率的测量-抖动规范内的较小的定时变化可能常常远超出漂移率的规范，因为它与定时或相位误差的二阶倒数成比例。因此，应该对漂移率的测量结果进行低通滤波，以排除具有可接受的抖动极限内的峰值变化的定时误差。最好还进行二次曲线拟合，以验证与频率漂移率的顺从性，但是如果N太小，则抖动极限内的定时变化会使漂移率估算值总是超出规范。如果PCR没有获得足够的规律性，则再生的STC可能会抖动或漂移。甚至接收装置/解码器可能不再锁定。

在TS接口点可见的定时效果可以按照图2所示的进行建模。这是解码器/再分多路复用器和通信网络的一种理想化模型。解码器中模型的各部件是针对用于特定程序流的PCR的，而网络中的各部件涉及整个TS。

此模型包括系统时钟频率振荡器，它具有标称频率F(如27MHz)，但是其实际频率却按照函数f_dev(p，t)偏离此标称频率。这种函数依赖于时间(t)，且针对单个的程序流(p)。它表示对于标称频率的频率偏移，而所述标称频率根据MPEG标准应该居于两个指定的容差之间。漂移率是f_dev(p，t)随时间的变化率。漂移率也应该低于按照MPEG标准设定的极限。

系统时钟频率振荡器驱动产生理想化PCR计数Np，i的PCR计数器，其中(p)指特定的程序流，(i)指TS中的比特位置。对其加上一个由PCR误差源产生的值Mp，i，从而得到TS中见到的PCR值Pp，i。这些值之间的简单关系为：

P_p，i＝N_p，i+M_p，i

在编码器的输出端，TS是以恒定比特率R_nom传输的。远离该编码器的通信网络通过引入可变延迟J(i)从其标称到达时间改变MPEG分组的到达时间，所述延迟是TS中第i个比特以秒为单位的延迟。标称到达时间根据Rnom和TS中比特索引来计算。实际到达时间A(i)的方程式为：

A(i)＝i/R_nom+D+J(i)

D是一个常量，表示时间原点和比特索引原点为随机的，且整个通信网络中有一个平均延迟。J(i)表示网络延迟中的抖动，在整个时间段中其平均值被定义为0-以此设定D的值。J(i)+Mp，I为总的PCR抖动，后者具有MPEG标准中设定的最大误差规范。

最好选用用于确定频率偏移、漂移率和抖动的恒定带宽法，使得所有测量系统在指定的带宽下、依靠相同的程序PCR测量相同的值。同样，恒定带宽测量结果还具有关于MPEG解码器中复原的STC如何响应PCR误差的物理意义，因为解码器通常具有恒定的带宽，且独立于PCR到达间隔或PCR平均速率而运行。

所期望的是一种采用可选的恒定的测量带宽基于非均匀PCR到达时间和可变PCR速率来测量MPEG PCR抖动、频率偏移和漂移率的方法。

发明概述

根据本发明提出了一种采用可选的恒定的测量带宽基于非均匀PCR到达时间和可变PCR速率来测量MPEG PCR抖动、频率偏移和漂移率的方法。所选恒定带宽将抖动与游走分开，并且是根据MPEG标准中为抖动、频率和漂移率指定的标准从极限屏蔽区推算出的。PCR到达时间借助于基准时钟测量，并被转换为测量的PCR间隔，测量的PCR间隔、PCR值和所选的恒定带宽被输入到一组差分方程式，以推算出所述抖动、频率和漂移率的值。这组差分方程或者从II类锁相环或者从最小均方(LMS)线性和二次推算子导出。

配合所附权利要求书和附图阅读下面详细说明，对本发明的目的，优点和其他新颍的特征将有较清晰的理解。

附图简介

图1是根据先有技术估算频率偏移和抖动的图表视图。

图2是说明MPEG传输流中程序流的PCR值变化源的模型方框图。

图3是根据本发明的频率偏移、漂移和抖动屏蔽区的图表视图。

图4是根据本发明用于测量频率偏移、漂移和抖动的测量滤波器的简化的一般示意图。

图5是根据本发明用于测量频率偏移、漂移和抖动的锁相环(PLL)表示法的方框图。

图6是根据本发明用于推导一组差分方程式的等效于图5所示电路的等效电路的方框图。

图7是根据本发明用于推导一组差分方程式的、采用最小均方一阶和二阶估算子的等效电路的方框图。

图8a和8b分别是根据本发明微分器加低通滤波器和双微分器加低通滤波器与有限脉冲响应(FIR)线性和二次回归滤波器的比较。

本发明的详细描述

描述两种用于测量由所传输PCR确定的MPEG系统定时时钟(STC)的频率偏移、频率漂移率和抖动的方法，每种方法都以一组适合于在计算机上实现的简单差分方程式的形式来描述。它们实现一种对独立于PCR速率的非均匀取样数据起作用的恒定带宽滤波器。如图4所示，每种方法具有两个预估时间输入：(1)来自MPEG传输流(TS)的给定程序流的已解码PCR值PCR(n)；和(2)所述给定程序流的两PCR值之间的PCR间隔PCR_int(n)，这两个PCR值是借助于异步精密基准振荡器根据这些PCR到达时间测量的。每种方法具有单独的控制参数一作为抖动和游走之间分界频率的测量带宽(BW)-它是可选的和恒定的，且独立于平均PCR速率。每种方法具有三个离散时间输出测量结果：(1)STC频率偏移FO(n)；(2)STC频率漂移率DR(n)；以及(3)PCR抖动Jit(n)。

第一种方法的方程式是从图5所示的数字模拟混合锁相环(PLL)模型推导出的，其中的三个输出参数是从结果反馈控制系统中的多个不同点提取的。附加的高通滤波和定标被添加到Jit(n)，以改善游走分量的分离效果，并将输出定标为每秒的时间单位。附加的低通滤波被添加到FO(n)和DR(n)，以提高对抖动分量的抑制。从所述PLL模型推导出一组有效差分方程，使得可以借助于可选的恒定的带宽独立地从非均匀PCR到达时间测量频率偏移、漂移率和抖动。

图5中所示的II类PLL具有两理想的积分器-数字累加器和压控振荡器。这就在相位减法的输出端产生二阶高通闭合环响应。因此，在所述环带宽之下，所述响应把与漂移率成比例，而在所述环带宽之上，所述响应与抖动成比例。把一阶高通滤波器加到抖动测量中，以消除漂移率的影响。相反，把低通滤波器加到漂移率输出中，以从测量值中消除抖动的影响。最好采用对原始数据的数字信号处理(DSP)来实现这些滤波器，因为所述PCR速率是取样值速率，所以要确定平均PCR速率，并调整系数，以便大致地保持正确的测量滤波带宽和控制环阻尼。有可能利用自激振荡器和已解码的PCR值把PLL转换为由测量的PCR间隔驱动的完整取样系统，从而使所述带宽独立于非均匀PCR速率，且测量值可以用软件进行计算，而无需显式压控振荡器。

电压控制晶体振荡器(VCXO)可以由具有精确度为百万分之0.1的自激振荡恒温晶体振荡器(OCXO)和以+/-百万分之30范围锁定VCXO的FLL构成。如果需要的话，它可以用来将频率偏移输出校准到百万分之0.1的精确度。另外，VCXO可以单独使用，其频率误差或偏移通过施加一个已知的精确的频率、然后从测量结果减去所述误差来进行验证。这里以DSP和模拟信号处理混合方法的形式描述了PLL实现方案。

也可以从具有双重闭合环响应的PLL模型推导出一组有效差分方程，以便可以通过可选的固定的带宽独立于非均匀PCR到达时间来测量频率偏移、漂移率和抖动。这种用于推导所述方程式的等效电路如图6所示。PCR(n)值被输入到微分器，接着来自所述微分器的输出被输入到非均匀取样间隔的二阶低通滤波器。同时也输入到所述二阶低通滤波器的是上次接收的PCR(n-1)中的对应的PCR_int(n)。滤波器的输出y(n)乘以总开环直流增益Godc，从而获得归一化的频率，该归一化频率减1就推算出双极性频率偏移FO。两个连续样值的滤波输出y(n)和y(n-1)被输入到第二微分器以得出抖动误差输出J(n)，然后将抖动误差输出J(n)既输入到一阶低通滤波器以推算出漂移率DR(n)、又输入到高通滤波器以推算出抖动Jit(n)。根据所述电路，推算出此差分方程：

y(n)＝2*y(n-1)-y(n-2)-(y(n-1)-N1*y(n-2))*5.932*BW*PCR_int(n)+(PCR(n)-PCR(n-1))/Fo

其中Fo为27MHz，BW是以赫兹为单位的测量带宽，以及N1恒等于1/(1+pi^*BW/60)。根据y(n)、频率偏移FO(n)为y(n)^*Godc-1，其中Godc恒等于(1-N1)^*5.932^*BW。抖动Jit(n)变成Jit(n)＝A1^*(Jit(n-1)+J(n)-J(n-1))，其中J(n)＝y(n)-y(n-1)以及A1为exp(-2^*pi^*BW^*0.68/30)。最后，漂移率DR(n)为A2^*DR(n-1)+(Godc/Tp)^*J(n)，其中Tp为1/(2^*pi^*.01)以及A2为exp(-1/30^*Tp)。这样，以固定带宽0.01Hz对DR(n)进行后滤波，y(n)被初始化为1/Godc，以便将调整时间最小化。

第二种方法是从对关于PCR值的简单二阶时间方程式的最小均方(LMS)频率偏移估算子(线性项系数)和LMS漂移率估算子(二次项系数)的线性滤波逼近推导出来的。所得到这些差分方程式产生与前述方法中类似的结果，但是计算稍简单些。

假定PCR_AT(n)为采用精确基准时钟的各个接收的PCR(n)值的测量到达时间，则下列的方程式定义了在Fstc的各周期的具有程序解码器STC频率偏移、漂移率和抖动的各项的期望的PCR(n)值：

PCR(n)＝a+PCR_AT(n)^*Fstc+(PCR_AT(n))＾2^*c+∈(PCR_AT(n))

最后一项是作为时间的函数的抖动。PCR_AT(n)是因到达时间抖动和PCR(n)编码误差的综合效果而加入PCR(n)的随机变量。它假定为零均值的、独立的、相同分布的随机变量，是相当逼真的。因此，PCR(n)值本身是I.I.D.随机变量，a是与基准振荡器有关的初始相位误差，Fstc为系统定时时钟频率以及c为漂移率的一半(因为漂移率(Hz/s)为相位的二阶时间导数)DR＝2^*c。已知的理想系统时钟频率Fo＝27MHz被减去，以便求出所述STC频率偏移，并且通过除以Fo而将这些项归一化。由于STC漂移率相对于可允许的频率偏移值通常非常小、且通常喜欢把它包括在频率偏移测量中，所以该方程式可以被简化，以便分析频率偏移b，而无需漂移率项c。漂移率和更高阶导数影响频率偏移值，而不是以消除的更高阶分量来定义频率偏移。

PCR_err(n)＝a+PCR_AT(n)^*b+∈(PCR_AT(n))秒

其中b＝(Fstc-Fo)/Fo。抖动项现在属于以秒为单位的抖动，a是以秒为单位的初始相位偏移，以及b是无量纲比率形式的STC频率偏移。这个方程式忽略漂移率，是允许根据系数a和b的估算值来确定数据的线性回归或直线拟合、以便将因抖动而产生的均方差最小化的关于PCR(n)的方程式。这提供两个结果：第一，确定STC频率偏移FO为b的LMS估算值；第二，按照MPEG标准所建议的，通过扣除由b和初始相位值a引起的FO影响而确定所述抖动。

为了确定计算直线拟合所要的PCR(n)值的数量，需要将线性回归分析与线性滤波处理进行比较。这样，可以求出对PCR(n)数据的线性拟合取均值的有效带宽，从而得到一个平均PCR速率，其中暂时假定这些PCR(n)值是在均匀的平均速率下获得的。由于所采用的样值数量巨大，所以所述均匀速率的假设在此场景下是合理的，以便在MPEG标准的极小漂移率容限百万分之10/小时所设定的约束内合理地估算FO。一旦确定滤波器响应较好地逼近直线拟合回归分析，就可以为非均匀取样数据构建一个恒定带宽滤波处理方法，而所述非均匀取样数据本身是瞬时样值间隔的函数，以便设计出一种与PCR速率无关的恒定带宽测量方法。这是很重要的，因为可以将连续更新的滤波处理过程机械化，从而求出PCR抖动、STC频率偏移和漂移率的有效和一致的估算值，用于与MPEG标准所公布的极限进行比较。再者，由于测量的带宽是恒定的，所以可以利用基于STC漂移率和PCR精确度规范的归一化分界频率来确定与MPEG解码器中复原STC时钟特征有直接关系的有效和归一化的滤波器带宽。线性回归分析：

令TO是由基准时钟确定的平均PCP间隔，并假定各均匀到达时间的间隔为TO秒。

PCR_err(n)＝a+b^*To^*n+ε(n^*To)秒给定N个PCR值的样值，a和b的最小均方(LMS)估算值则由矢量B给出：

B＝[a；b]；B＝T^-1*(N^*N^T)^-1*(N^T*X)

其中

T^-1＝[1，0；0，TO^-1]；(N^*N^T)^-1＝[2(2N+1)，-6；-6，12/(N+1)]^*(1/(N(N-1)))

(N^T*X)：＝[∑_n＝1-NPCR_err(n)；∑_n＝1-NPCR_err(n)^*n].

初始相位按如下确定：

a＝2/(N^*(N-1)^*TO){∑_n＝1-NPCR_err(n)^*(2N+1-3n)}.

N个均匀间隔的样值的频率偏移估算值为：

b＝6/(N^*(N-1)^*TO){∑_n＝1-NPCR_err(n)^*(2n/(N+1)-1)}.二次回归分析：

在未忽略STC频率漂移率的情况下，求出系数c的LMS二次曲线拟合和估算值，其中c＝(STC频率漂移率)/2＝DR/2：

PCR_err(n)＝a+b^*TO^*n+c^*TO^2*n²+ε(n^*TO)秒

B＝[a；b；c]＝T^-1(N*N^T)^-1(N^T*X)；T^-1＝[1，0，0；0，TO^-1，0；0，0，TO^-2]；

(N^*N^T)^-1＝[3(3(N+1)+2)，-18(2N+1)，30；

-18(2N+1)，{12(2N+1)(8N+11)}/{(N+1)(N+2)}，-180/(N+2)；

30，-180/(N+2)，180/{(N+1)(N+2)}]/{N(N-1)(N-2)}；(N^T*X)＝[∑_n＝1-NPCR_err(n)；∑_n＝1-NPCR_err(n)^*n；∑_n＝1-NPCR_err(n)^*n²].

N个均匀间隔的样值的频率漂移率的LMS估算值则为：DR＝60/{N(N-1)(N-2)TO²}^*∑_n＝1-NPCR_err(n){6n²/{(N+1)(N+2)}-6n/(N+2)+1}.

这两个LMS估算子：线性回归的频率偏移和二次回归的频率漂移率，可以以有限脉冲响应(FIR)滤波器的形式来实现。首先把关于FIR滤波器的频率偏移的LMS估算描述为z和取均值的PCR值的数量N的函数：

Hr(z，N)＝6/{N(N-1)TO}^*Z^-N*∑_k＝0-(N-1)Z^k{2(k+1)/(N+1)-1}.

用于估算FO的样值数量为N＝Pr/(2*BW)，其中Pr为平均PCR速率，TO为1/Fs以及BW为测量带宽。因而，作为范例，N＝对(Pr/(2*BW))弱取整＝125个样值，其中Pr＝24，BW＝0.1Hz。接着将FIR滤波器描述为z的函数，频率漂移率的估算值为：

Hdr(z，N)＝{60/(N(N-1)(N-2)TO²)}z^-N∑_k＝0-N-1{(6(k+1)²)/((N+1)(N+2))-(6(k+1))/(N+2)+1}

为了进行比较，将带宽BW的二阶递归巴特沃斯低通滤波器与微分器级联。在图8a中，把递归LPF和微分器的级联响应与FIR LMS频率偏移估算子进行比较。漂移率FIR响应如图8b所示，其中：

N＝对(Pr/(2^1/2*Bw)弱取整＝在平均PCR速率为Pr时FIR滤波器所处理的样值数量。

为了进行比较，在图8b中，把与两个微分器级联的带宽BW的三阶递归巴特沃斯LPF与FIRLMS漂移率估算子进行比较。

根据上述分析，均匀取样数据的线性和二次回归非常逼近于与简单微分器级联的二阶线性、递归滤波处理。给定平均PCR速率的估算值Pr，替代N个样值的线性回归分析的等效递归滤波器处理方法的带宽BW为BW＝Pr/(2^*N)，而对于二次递归为BW＝Pr/d(2^1/2*N)。可以由关于如上所示的微分器和巴特沃斯LPF滤波器的差分方程组来构建这些等效处理方法。因为这些等效递归滤波器只需要两个先前PCR值的存储器和相对少量的乘法/加法，所以它们非常易于计算，于是可以使用产生恒定带宽测量结果的单个处理器同时处理多个程序PCR。利用根据为从结果中排除漂移率分量而进行的所述滤波处理和施加HPF而得到的估计值，可以通过减去估算的PCR值来确定由频率偏移引起的PCR抖动。

第二种方法的等效电路如图7所示。PCR_int(n)是从PCP_AT(n)时间推算出的，从PCR(n)值的微分中减去，经归一化，从而产生PCR(n)误差值Foo(n)。Foo(n)被输入到包括导数函数和二阶低通滤波器的第一线性LMS估算子，得出频率偏移FO(n)。此频率偏移被输入到包括导数函数、微分器和一阶低通滤波器的第二二次LMS估算子，得出漂移率DR(n)。此频率偏移乘以PCR_int(n)，从PCR(n)误差值中减去其结果，得出瞬时抖动值JJ(n)。然后此瞬时抖动值经具有一阶低通滤波器并后接一阶高通滤波器的级联滤波器处理，得出PCR抖动Jit(n)。所得到的差分方程式为：FO(n)＝PCR_int(n)^*(π^*BW)^2*Foo(n)^*E(n)+2E(n)^*FO(n-1)-E(n)^2*FO(n-2)其中Foo(n)＝[PCR(n)-PCR(n-1)]/Fo-PCR_int(n)；

E(n)＝exp[-PCR_int(n)^*π^*BW](exp(-x)-1-x+x²/2-x³/3)；

DR(n)＝E(n)^*DR(n-1)+π^*BW^*[FO(n)-FO(n-1)]；

JJ(n)＝Foo(n)-FO(n)^*PCR_int(n)；

Jit(n)＝E(n)^*{JJ(n)-JJ(n-1)+2^*Jit(n-1)-E(n)^*Jit(n-2)].

因此，本发明提出了一种根据以非均匀时间间隔和可选、恒定的带宽获得的PCR值、采用一组差分方程式确定MPEG PCR抖动、频率偏移和漂移率的方法，其中所述带宽是将游走与抖动分离的频率，而所述的一组差分方程式是或者从II类锁相环或者从LMS一阶和二阶估算子推导出来的。

Claims

1.一种用于以可选、恒定的测量带宽基于非均匀PCR到达时间和可变PCR速率来测量程序时钟基准(PCR)抖动、频率偏移和漂移率的方法，所述方法包括下列步骤：

利用异步精密基准振荡器测量PCR到达时间之间的间隔；

独立于所述可变PCR速率，确定所述可选、恒定的测量带宽，所述确定的可选、恒定测量带宽在抖动和游走之间划出一个频率范围；以及

以一组差分方程式的形式、计算作为所述PCR到达时间之间的间隔、各个PCR到达时间处的所述PCR值和所述确定的可选恒定测量带宽的函数的所述PCR抖动、频率偏移和漂移率。

2.权利要求1中所述的方法，其特征在于所述差分方程组是从数字模拟混合锁相环(PLL)模型推导出的，其中所述抖动、频率偏移和漂移率是从所述PLL的所述反馈控制系统中不同点提取的。

3.权利要求1中所述的方法，其特征在于所述差分方程组是从对所述PCR值的最小均方(LMS)频率偏移和简单二阶时间方程式的LMS漂移率估算子的线性滤波逼近推导出的。