CN1333505C - 超导储能用电流并联型电压补偿器的稳态控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及超导储能时流过超导线圈的超导电流控制技术领域，其特征在于：本发明通过一个DSP芯片把电源三相电压、负载三相电压转换成一个在d、q轴上的正序的稳态控制电流，然后通过电流矢量脉宽调制器把该正序电流转换成六个控制脉冲，送到由六个绝缘栅双极晶体管和六个二极管各自对应串联所组成的变流器中的各个晶体管的栅极，所述变流器的输入是三相负载电压，加在三个桥臂的三个中点上，该变流器的输出是流过超导线圈的超导电流，超导线圈接在三个桥臂中末端三个二极管的负极和起始端的绝缘栅双极晶体管的源极之间。当在0.15～0.35秒之间，电源电压故障时跌落50%时，负载电压几乎不变。

Description

超导储能用电流并联型电压补偿器的稳态控制方法

技术领域

本发明属于超导技术领域，尤其涉及超导应用中超导电流的稳态控制技术领域。

背景技术

目前，没有与申请的专利相同或相似的技术，文献[1]提出的控制方法也适用于基于超导储能的电流并联型电压补偿器，但是该方法计算复杂，不易实现，在控制精度上也有所不足。文献[2]提出的方法与申请的专利都是在同步旋转坐标系下进行控制，但该方法只适用于电压并联型电压补偿器。[1]Xun Liu；Xiaoguang Zhu；Xiaohua Jiang.A phasor controlscheme for voltage sag compensation by SMES.Power Electronics and Motion ControlConference，2004.Vol 2：p882～885

[2]Takao Kawabata，Nobuo Sashida，Yushin Yamamoto，Kouji Ogasawara，and Yuko Yamasaki.Parallel processing inverter system.IEEE Transactions on Power Electronics.Vol 6，NO 3，July1991：p442～450

发明内容

本发明的目的在于为基于超导储能的电流并联型电压补偿器寻求一种简单可靠的高性能的控制方法。

电流并联型电压补偿器的系统结构见附图1，其中：

Ls：移相电抗器的电感值；

C：滤波电容的电容值；

Rf：负载的阻值；

Rc：阻尼电阻的阻值。

Vsa、Vsb和Vsc：电源电压的A、B、C三相值；

Isa、Isb和Isc：电源电流的A、B、C三相值；

Vfa、Vfb和Vfc：负载电压的A、B、C三相值；

Ifa、Ifb和Ifc：负载电流的A、B、C三相值；

Ipa、Ipb和Ipc：变流器交流端电流的A、B、C三相值；

其中，移相电抗器、阻尼电阻、滤波电容分别有三个，分为ABC三相，负载是纯电阻三相三线制负载，变流器由6个IGBT和Diode构成，1个IGBT和Diode组成半个桥臂。变流器的交流端与三相负载相连，变流器的直流端与超导线圈相连。IGBT的驱动信号由DSP提供。通过控制IGBT的驱动信号，就能控制变流器交流端的电流Ipa、Ipb和Ipc，在电源电压发生瞬时电压跌落等故障的同时，保持负载电压为额定值，使之不受电源的影响。

本专利申请的稳态控制方法如式(1)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{pwmd}}=\frac{1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{sq}}+\frac{{\left(100\mathrm{\π}\right)}^{2}C{L}_s-1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{fq}}-\frac{1}{R_f}{V}_{\mathrm{fd}}\\ i_{\mathrm{pwaq}}=-\frac{1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{sd}}-\frac{{\left(100\mathrm{\π}\right)}^{2}C{L}_s-1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{fd}}-\frac{1}{R_f}{V}_{\mathrm{fq}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

本发明的特征在于所述方法依次含有以下步骤：

步骤1：通过电压互感器测量电源三相电压和负载三相电压，分别记为Vsa、Vsb、Vsc和Vfa、Vfb、Vfc；

步骤2：把步骤1得到的电源三相电压和负载三相电压的值存在一个DSP的内存中；

步骤3：通过所述DSP，按以下步骤，求出分别用ipwmd和ipwmq表示的稳态控制电流；

3-1步：对内存中的Vsa、Vsb、Vsc以及Vfa、Vfb、Vfc，分别按下式进行3/2变换，得到Vsd、Vsq以及Vfd、Vfq，并存入内存；

式中，θ为角度量，由锁相环电路给出，下同，锁相环电路的输入是Vsa；

3-2步：用第1个乘法器求出1/R_f，第2个乘法器求出1/100πL_s的值，其中，L_s为移相电抗器的电抗值、R_f为负载电阻的值；

用第1、第2两个乘加器各自都求出((100π)²CL_s-1)/100πL_s的值，其中C为滤波电容值；

把3-2步得到的各值存入内存中；

3-3步：用第3乘法器求出Vsq/100πL_s的值；

用第4乘法器求出((100π)²CL_s-1)Vfq/100πL_s的值；

用第5乘法器求出Vfd/R_f的值，再用第1加法器求出

$i_{\mathrm{pwmd}}=\frac{1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{sq}}+\frac{{\left(100\mathrm{\π}\right)}^{2}C{L}_s-1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{fq}}-\frac{1}{R_f}{V}_{\mathrm{fd}}$

3-4步：用第6乘法器求出Vsd/100πL_s的值；

用第7乘法器求出((100π)²CL_s-1)Vfd/100πL_s的值；

用第8乘法器求出Vfq/R_f的值，再用第2加法器求出

$i_{\mathrm{pwmq}}=-\frac{1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{sd}}-\frac{{\left(100\mathrm{\π}\right)}^{2}C{L}_s-1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{fd}}-\frac{1}{R_f}{V}_{\mathrm{fq}}$

3-5步：对步骤3-3得到的ipwmd和步骤3-4得到的ipwmq按下式进行2/3变换，得到直角坐标系的三相稳态控制电流值ipwma，ipwmb，ipwmc：

3-6步：把步骤3-5得到的三相稳态控制电流ipwma，ipwmb，ipwmc输入到一个电流矢量脉宽调制器，求出6个IGBT的驱动信号，所述IGBT是绝缘栅双极晶体管的英文简称，所述IGBT的6个驱动信号计算方法如下：

当|i_pwma|≥|i_pwmb|且|i_pwma|≥|i_pwmc|时：

若i_pwma≥0，1、6、2、4号IGBT导通，第i号IGBT导通时间为T_i，则

T₁＝T

$T_6=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_2=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₄＝T-T₂-T₆

式中，T是控制周期，id是超导线圈电流值，由电流霍尔测出，下同；

若i_pwma＜0，则4、3、5、1号IGBT导通，各IGBT的导通时间为：

T₄＝T

$T_3=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_5=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₁＝T-T₃-T₅

当i_pwmb|≥|i_pwmc|且|i_pwmb|≥|i_pwma|时：

若i_pwmb≥0，则3、2、4、6号IGBT导通；

T₃＝T

$T_2=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_4=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₆＝T-T₂-T₄

若i_pwmb＜0，则6、5、1、3号IGBT导通；

T₆＝T

$T_5=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_1=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₃＝T-T₁-T₅

当|i_pwmc|≥|i_pwma|且|i_pwmc|≥|i_pwmb|时：

若i_pwmc≥0，则5、4、6、2号IGBT导通；

T₅＝T

$T_4=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_6=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₂＝T-T₄-T₆

若i_pwmc＜0，则2、1、3、5号IGBT导通；

T₂＝T

$T_1=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_3=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₅＝T-T₁-T₃

在导通时间内，IGBT的驱动信号为高；在导通时间外，IGBT的驱动信号为低，根据各个IGBT的导通时间，可以方便得到其驱动信号；

步骤4：把步骤3所述的6个驱动信号分别送至6个IGBT的栅极，实现稳态控制；所述每一个IGBT串连一个二极管后组成半个桥臂，6个IGBT和6个二极管各自对应串联后构成一个变流器，其中，每两个所述的半个桥臂相互正向串接，组成三个桥臂，其各自的连接中点与负载三相电压输出端相连；所述的三个桥臂的一端为三个IGBT所串接的二极管的负极，另一端为另外三个IGBT的源极，所述的三个IGBT所串接的二极管的负极并联后连超导线圈的一端，而另外三个IGBT的源极并联后接所述超导线圈的另一端。

该控制方法的效果可以由仿真结果(附图2)和实验结果(附图3)证明。

附图2所示电源电压对称跌落50％时的仿真结果。其中，附图2a是电源电压波形，附图2b是负载电压波形。由电源电压波形可知，在0.12～0.22s之间，电源电压发生了跌幅为50％的瞬时电压跌落，但由于控制方法的作用，在这段时间内，负载电压几乎没有发生改变，仍然保持在额定值，从而避免了电源故障对负载的影响。

附图3所示电源电压对称跌落50％时的实验结果。其中，附图3a是电源电压波形，附图3b是负载电压波形。由电源电压波形可知，在0.15～0.35s之间，电源电压发生了跌幅约为50％的瞬时电压跌落，但由于控制方法的作用，在这段时间内，负载电压仍然保持为额定值，避免了电源故障对负载的不利影响。

附图说明

图1：电流并联型动态电压补偿器的拓扑结构图；

图2：电源电压对称跌落50％时的仿真波形：2a.电源电压波形，2b.负载电压波形；

图3：电源电压对称跌落50％时的实验波形：3a.电源电压波形，3b.负载电压波形；

图4：稳态控制方法的稳态控制电流计算步骤框图；

图5：稳态控制方法的流程图。

具体实施方式

稳态控制方法的工作过程如下：

1、使用电压传感器测量电源三相电压Vsa，Vsb，Vsc和负载三相电压Vfa，Vfb，Vfc，并将所测得的电压送入DSP；

2、在DSP内对Vsa，Vsb，Vsc和Vfa，Vfb，Vfc进行3/2变换，得到dq坐标系下的电源电压Vsd，Vsq和负载电压Vfd，Vfq；

3、在DSP内，利用乘法器和加法器按照式(1)分别求取ipwmd和ipwmq；

4、在DSP内对ipwmd和ipwmq进行2/3变换，再利用变换所得的结果，采取电流矢量PWM的计算方法，求得6个IGBT的驱动信号；

5、DSP将6个IGBT的驱动信号传送给各个IGBT，以实现稳态控制方法。

程序流程图如附图4所示。

计算步骤框图如图5所示，具体步骤如下：

1、初始化；

2、使用硬件测量电源的三相电压值和负载的三相电压值，并将这些值存储在DSP的内存中；

3、使用DSP内部的信号处理算法对DSP内存中的电源和负载三相电压值进行3/2变换，求得V_sd、V_sq、V_fd和V_fq，并将这些值存储在DSP的内存中；

4、从DSP内存中提取1/ωL_s、(ω²CL_s-1)/ωL_s、1/R_f、V_sd、V_sq、V_fd和V_fq，存入DSP的寄存器中；

5、通过DSP的乘法器求得V_sq/ωL_s、(ω²CL_s-1)V_fq/ω_Ls和V_fd/R_f；

6、通过DSP的加法器求得i_pwmd和i_pwmq；

7、结束。

所述DSP是数字信号处理器的简称，所用DSP为浮点型DSP。

Claims (1)

1、超导储能用电流并联型电压补偿器的稳态控制方法，其特征在于所述方法依次含有以下步骤：

步骤1：通过电压互感器测量电源三相电压和负载三相电压，分别记为Vsa、Vsb、Vsc和Vfa、Vfb、Vfc；

步骤2：把步骤1得到的电源三相电压和负载三相电压的值存在一个DSP的内存中；

步骤3：通过所述DSP，按以下步骤，求出分别用ipwmd和ipwmq表示的稳态控制电流；

3-1步：对内存中的Vsa、Vsb、Vsc以及Vfa、Vfb、Vfc，分别按下式进行3/2变换，得到Vsd、Vsq以及Vfd、Vfq，并存入内存；

式中，θ为角度量，由锁相环电路给出，下同，锁相环电路的输入是Vsa；

3-2步：用第1个乘法器求出1/R_f，第2个乘法器求出1/100πL_s的值，其中，L_s为移相电抗器的电抗值、R_f为负载电阻的值；

用第1、第2两个乘加器各自都求出((100π)²CL_s-1)/100πL_s的值，其中C为滤波电容值；

把3-2步得到的各值存入内存中；

3-3步：用第3乘法器求出Vsq/100πL_s的值；

用第4乘法器求出((100π)²CL_s-1)Vfq/100πL_s的值；

用第5乘法器求出Vfd/R_f的值，再用第1加法器求出

$i_{\mathrm{pwmd}}=\frac{1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{sq}}+\frac{{\left(100\mathrm{\π}\right)}^{2}C{L}_s-1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{fq}}-\frac{1}{R_f}{V}_{\mathrm{fd}}$

3-4步：用第6乘法器求出Vsd/100πL_s的值；

用第7乘法器求出((100π)²CL_s-1)Vfd/100πL_s的值；

用第8乘法器求出Vfq/R_f的值，再用第2加法器求出

$i_{\mathrm{pwmq}}=-\frac{1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{sd}}-\frac{{\left(100\mathrm{\π}\right)}^{2}C{L}_s-1}{100\mathrm{\π}{L}_s}{V}_{\mathrm{fd}}-\frac{1}{R_f}{V}_{\mathrm{fq}}$

3-5步：对步骤3-3得到的ipwmd和步骤3-4得到的ipwmq按下式进行2/3变换，得到直角坐标系的

三相稳态控制电流值ipwma，ipwmb，ipwmc：

3-6步：把步骤3-5得到的三相稳态控制电流ipwma，ipwmb，ipwmc输入到一个电流矢量脉宽调制器，求出6个IGBT的驱动信号，所述IGBT是绝缘栅双极晶体管的英文简称，所述IGBT的6个驱动信号计算方法如下：

当|i_pwma|≥|i_pwmb|且|i_pwma|≥|i_pwmc|时：

若i_pwma≥0，1、6、2、4号IGBT导通，第i号IGBT导通时间为T_i，则

T₁＝T

$T_6=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_2=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₄＝T-T₂-T₆

式中，T是控制周期，id是超导线圈电流值，由电流霍尔测出，下同；

若i_pwma＜0，则4、3、5、1号IGBT导通，各IGBT的导通时间为：

T₄＝T

$T_3=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_5=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₁＝T-T₃-T₅

当|i_pwmb|≥|i_pwmc|且|i_pwmb|≥|i_pwma|时：

若i_pwmb≥0，则3、2、4、6号IGBT导通；

T₃＝T

$T_2=\frac{{|i}_{\mathrm{pwmc}}|}{\mathrm{id}}T$

$T_4=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₆＝T-T₃-T₄

若i_pwmb＜0，则6、5、1、3号IGBT导通；

T₆＝T

$T_5=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmc}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_1=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₃＝T-T₁-T₅

当|i_pwmc|≥|i_pwma|且|i_pwmc|≥|i_pwmb|时：

若i_pwmc≥0，则5、4、6、2号IGBT导通；

T₅＝T

$T_4=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_6=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₂＝T-T₄-T₆

若i_pwmc＜0，则2、1、3、5号IGBT导通；

T₂＝T

$T_1=\frac{\left|i_{\mathrm{pwma}}\right|}{\mathrm{id}}T$

$T_3=\frac{\left|i_{\mathrm{pwmb}}\right|}{\mathrm{id}}T$

T₅＝T-T₁-T₃

在导通时间内，IGBT的驱动信号为高；在导通时间外，IGBT的驱动信号为低，根据各个IGBT的导通时间，可以方便得到其驱动信号；

步骤4：把步骤3所述的6个驱动信号分别送至6个IGBT的栅极，实现稳态控制；所述每一个IGBT串联一个二极管后组成半个桥臂，6个IGBT和6个二极管各自对应串联后构成一个变流器，其中，每两个所述的半个桥臂相互正向串接，组成三个桥臂，其各自的连接中点与负载三相电压输出端相连；所述的三个桥臂的一端为三个IGBT所串接的二极管的负极，另一端为另外三个IGBT的源极，所述的三个IGBT所串接的二极管的负极并联后连超导线圈的一端，而另外三个IGBT的源极并联后接所述超导线圈的另一端。

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