CN1317093A - 知道数据边界的基站辅助定位方法 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种在无线通信系统中进行定位的新颖的经改进的方法和装置。本发明的一个实施例包括运用一组卫星对在地面无线电话系统中的用户单元进行定位的方法，其中每个卫星都发送信号，所述地面无线电话系统具有基站(12)，所述方法包括下列步骤：把帮助消息从所述基站(12)发送到所述用户单元，所述帮助消息包含关于来自所述一组卫星的每个信号的数据边界的信息；每个信号施加相关码，从而产生相应的相关数据并在相应的数据边界之前的第一间隔内累加所述相关数据，产生第一累加结果；在所述相应的数据边界的第二间隔之后，产生第二累加结果。

Description

知道数据边界的基站辅助定位方法
发明背景
本发明涉及定位。特别是，本发明涉及用于在无线通信系统中进行定位的新颖和经改进的方法和装置。
相关技术的描述
政府规定和客户要求已推动了对蜂窝电话中的定位功能的需求。目前，可将全球定位系统(GPS)用于通过GPS接收机结合一组地球轨道卫星进行定位。因此，理想的是，将GPS功能用于蜂窝电话。
然而，蜂窝电话对于成本、重量和功率损耗的问题十分敏感。简单地添加用于执行GPS定位的附加电路并不是在蜂窝电话中提供定位功能的一种另人满意的解决方法。因而，本发明的目的在于在蜂窝电话系统中提供GPS功能，而附加硬件、成本和功率损耗最小。
发明概述
本发明是一种在无线通信系统中进行定位的新颖的经改进的方法和装置。本发明的一个实施例包括运用一组卫星对在地面无线电话系统中的用户单元进行定位的方法，其中每个卫星都发送信号，所述地面无线电话系统具有基站，所述方法包括下列步骤：把帮助消息从所述基站发送到所述用户单元，所述帮助消息包含关于来自所述一组卫星的每个信号的数据边界的信息；每个信号施加相关码，从而产生相应的相关数据并在相应的数据边界之前的第一间隔内累加所述相关数据，产生第一累加结果；在所述相应的数据边界之后的第二间隔，产生第二累加结果。
附图的简述
从下面结合附图的详细描述，本发明的特征、目的和优点将显而易见。在附图中相同标号作相同表示，而且
图1是全球定位系统(GPS)波形发生器的方框图；
图2是根据本发明的运用构成的蜂窝电话系统的高度简化方框图；
图3是根据本发明的一个实施例构成的接收机的方框图；
图4是如图3所示的接收机的另一个方框图；
图5是根据本发明的另一个实施例构成的接收机；
图6是在定位操作期间执行的步骤的流程图；
图7是根据本发明的一个实施例构成的DSP的方框图；
图8是在根据本发明的一个实施例执行搜索期间执行的步骤的流程图；
图9是说明根据本发明的一个实施例执行精细和粗略搜索的各阶段的时线；
图10是当根据本发明的一个实施例执行时搜索过程的时线；
图11是搜索空间的示图；
图12是根据本发明的另一实施例的接收机的方框图。
较佳实施例的详细描述
描述在无线通信系统中执行定位的新颖的经改进的方法和装置。根据数字蜂窝电话系统的情况描述示范实施例。虽然在该情况下使用是十分有利的，但可将本发明的不同实施例用于不同环境或结构。一般，运用软件受控处理器、集成电路或分立逻辑块可形成这里所述的各种系统，然而，在集成电路中实施却是最佳的。最好用电压、电流、电磁波、磁场或磁微粒、光场或光微粒或它们的组合来表示在整个申请中所参考的数据、指令、命令、信息、信号、码元和码片。此外，在每个方框图中所示的方框都可表示硬件或方法步骤。
图1是全球定位系统(GPS)波形发生器的方框图。圆圈内一个加符号表示模2加。一般，GPS星座图包括24个卫星：21个用于导航的宇宙飞船(SV)和3个备份(square)。每个SV包括通过监测地面站与GPS时间同步的时钟。为了确定位置和时间，GPS接收机处理从几个卫星接收到的信号。至少必须用4个卫星来解4个未知数(x,y,z，时间)。
每个SV发送2个微波载波：承载用于标准定位业务(SPS)的信号的1557.42MHz L1载波和承载精确定位业务(PPS)所需的信号的1227.60MHz L2载波。政府代理结构使用PPS并允许更高精度的定位。
用粗略捕获(C/A)码(它是用于民用定位业务的在1.023Mcps下发送的1023-码片伪随机码)调制L1载波。(粗略捕获码不应与这里所述的粗略和精细捕获相混淆，其中粗略和精细捕获包含对C/A码的运用。)每个卫星都具有它自己的C/A码，该码每1ms重复一次。用于PPS的P码是10.23MHz码，其长度为2676天。P码出现在这两种载波上，但是在L1载波上与C/A码的相位相差90度。在载波调制之前与C/A码和P码进行“异”运算的50Hz导航消息提供诸如卫星轨道和时钟校正的系统信息。
用粗略捕获(C/A)码调制L1载波，该C/A码是用于民用定位业务的在1.023Mcps下发送的1023-码片伪随机码。每个卫星都具有它自己的C/A码，该码每1ms重复一次。用于PPS的P码是10.23MHz码，其长度为267天。P码出现在两种载波上，而且在L1载波上与C/A码的相位相差90度。在载波调制之前与C/A码和P码进行“异”运算的50Hz导航消息提供诸如卫星轨道和时钟校正的系统信息。
用粗略捕获(C/A)码调制L1载波，该C/A码是用于本国定位业务的在1.023Mcps下发送的1023-码片伪随机码。每个卫星都具有它自己的C/A码，该码每1ms重复一次。用于PPS的P码是10.23MHz码，其长度为267天。P码出现在两种载波上，而且在L1载波上与C/A码的相位相差90度。在载波调制之前与C/A码和P码进行“异”运算的50Hz导航消息提供诸如卫星轨道和时钟校正的系统信息。
每个卫星都具有属于被称为Gold码的码系列的不同C/A码。使用Gold码是因为在它们之间的交叉相关是很小的。运用两个10-级移位寄存器(如在图1.4-2中所示)产生C/A码。G1发生器用多项式1+X3+X10，同时G2发生器用多项式1+X2+X3+X6+X8+X9+X10。通过将G1移位寄存器的输出与G2移位寄存器的2位进行“异”运算产生C/A码。
图2是根据本发明的运用配置的蜂窝电话系统的高度简化方框图。移动电话10位于基站12之间，其中基站12耦合到基站控制器(BSC)14。移动通信交换中心MSC16把BSC14连接到公用电话交换网(PSTN)。在操作期间，一些移动电话通过与基站12相连进行电话呼叫，同时其他移动电话处于备用模式。
如在待批美国专利申请号09/040,051(发明名称为“用于确定无线CDMA收发机的位置的系统和方法”，已转让给本发明的受让人，并作为参考资料在此引入)中所述的那样，发送定位请求消息来促进定位，其中上述定位请求消息包括允许移动电话快速捕获GPS信号的“帮助信息”。该信息包括SV的ID号(SV ID)、估计的码相位、在估计码相位周围的搜索窗口尺寸和估计的频率多普勒。运用该信息，移动单元可更快地捕获GPS信号并确定它的位置。
响应于帮助信息，对于该基站所指定的SV，移动单元调谐到GPS频率并开始使接收到的信号与它的本机产生的C/A序列相关。它运用辅助信息来使搜索空间变窄并补偿多普勒响应，而且运用时间相关获得每个卫星的伪范围。注意，这些伪范围是基于移动单元时间(参照CDMA接收机的组合器系统计时器)的，该移动单元时间是GPS时间的延迟表达方式。
一旦计算该信息，移动单元就向基站发送对于每个卫星的伪范围(最好分辨率达1/8码片)以及测量所需的时间。然后，移动单元返回到CDMA并继续呼叫。
一般接收到信息，BSC就用单向延迟估计来将伪范围从移动单元时间转换到基站时间并通过解出几个区域的相交区来计算移动单元的估计位置。
帮助消息提供的另一个参数是频率多普勒或多普勒偏移。多普勒效应表示由于在发射机和接收机之间的相对速度所引起的接收信号频率的明显变化。多普勒对载波的效应被称为频率多普勒，而对基带信号的效应被称为码多普勒。
在GPS的情况下，频率多普勒改变接收到的载波频率，从而该效应与有载波偏移的解调一样。由于基站的GPS接收机积极跟踪所需的卫星，所以它知道由于卫星移动所致的频率多普勒。此外，该卫星如此远离基站和移动站，从而移动单元看见的多普勒偏移实际上与基站看见的多普勒偏移是一样的。在本发明的一个实施例中，为了校正频率多普勒值，移动单元运用在接收机中的旋转器。频率多普勒的范围从-4500Hz到+4500Hz，而且变化率大约1Hz/s。
码多普勒的效应是改变1.023Mhz码片速率，它实际上压缩或扩大接收到的C/A码码片的宽度。在本发明的实施例中，移动单元通过将频率多普勒与比率1.023/1575.42相乘校正码多普勒。于是，移动单元通过按照需要以1/16码片递增转动(将延迟引入)接收到的IQ采样的相位，可以随着时间推移校正码多普勒。
图3是根据本发明的一个实施例构成的蜂窝电话(无线用户单元)的接收机部分的方框图。将接收到的波形100建模成用在频率Wc+Wd下的载波调制的C/A信号c(n)，其中Wc是标称载波频率1575/42MHz，而Wd是通过卫星移动产生的多普勒频率。多普勒频率的范围从0(当卫星直接在头顶上)到大约4.5kHz(在最坏的情况下)。可以将接收机模拟部分建模成用在频率Wr和随机相位下的载波解调，随后是低通滤波。
所得基带信号通过A/D变换器(未图示)以产生数字I和Q采样，存储它们从而可重复地搜索它们。以两倍于C/A码码片速率(码片×2)产生采样，该码片速率比执行精细搜索算法所需的分辨率更低，但是允许以合理的存储量存储18ms的采样数据。一般，理想的是，以大于10ms的速率进行搜索，从而允许在大多数环境条件下捕获，并且18ms是较佳的综合周期。这些环境条件包括处于内部或不能直接看到卫星。
操作期间，首先用旋转器102旋转采样以校正多普勒频率偏移。使旋转的I和Q采样与卫星的C/A序列的各种偏移相关，而且用积分器104在Nc码片范围内对所得乘积进行相干积分。对相干积分和求平方并总加以去除未知的相位偏移_的效应。为了增加对于特定偏移的假设测试，非相干组合几个相干间隔。在多个时间偏移重复执行该去扩展以找到卫星信号的时间偏移。它用由基站指定的多普勒频率(最好量化为10Hz间隔)并旋转I和Q采样以去除频率偏移。
在本发明的一个实施例中，旋转只在相干积分窗口内是连续的。即，例如，旋转器在1ms的相干积分周期之间停止。用平方后求总和消除任何所得相位差。
图4是根据本发明的一个实施例构成的接收机的另一个方框图，其中更加详细示出接收机的旋转器部分。
图5是根据本发明的另一个实施例构成的接收机。本发明的该内部实施例利用通过旋转本机产生的C/A序列而不是输入采样来在相干积分周期之间使旋转器停止的能力。
如图所示，C/A序列c(n)通过施加到正、余弦信号sin(WdnTc)和cos(WdnTc)上加以旋转，然后存储。每个卫星只需旋转C/A序列一次。因此，旋转C/A码序列减少所需的计算量。在本发明的一个实施例中，这还节省了在DSP中用来执行这种计算的存储量。
使定位算法性能劣化的另一个显著的损害是在移动单元内部时钟中的频率误差。正是这种频率误差促使采用短相干积分时间，大约1ms。较佳的是，在更长的时间周期内执行相干积分。
在示例结构中，移动站的自激(内部)本机振荡器时钟是19.68MHz晶体，它具有频率容限+/-5ppm。这可导致大约+/-7500Hz的大误差。用该时钟产生用于解调GPS信号的载波，从而将时钟误差加到信号捕获时间。由于可用来搜索的时间很短，所以频率容限所导致的这样大的误差不可容忍，必须大大减小。
为了允许更长的相干积分时间，在本发明的一个实施例中，CDMA接收机通过运用根据CDMA导码获得的定时或任何可用的其他定时信息校正本机振荡器。这产生控制信号，它将本机振荡器时钟调谐到尽可能接近19.68MHz。当射频单元从CDMA切换到GPS时，冻结施于本机振荡器时钟的控制信号。
然而，即使在运用来自基站(或其他资源)的定时信息执行校正之后，一些附加时钟误差仍然保持。在本发明的一个实施例中，在校正之后所得的频率不确定性是+/-100Hz。该剩余误差仍然降低接收机的性能，而且一般阻止更长的相干积分时间。在本发明的一个实施例中，通过在大于使性能降低的1ms的持续时间内执行非相干积分，可以简单地避免剩余误差。
如图1所示，还在L1载波上调制50Hz NAV/系统数据。如果数据转换(0至1或1至0)发生在两个半个相干积分窗口之间，那么所得相干积分总和将为零，因为两个半个将相互抵销。这实际上在最差情况下使非相干累计数减1。虽然同步所有卫星的数据边界，但是由于在通道延迟中的差异导致它们不能同时到达移动单元。该通道延迟实际上使接收到的数据相位随机化。
在本发明的一个实施例中，对于不同信号的不同数据相位的问题是将数据相位包括在从基站发送到移动单元的帮助信息中。由于基站解调50Hz数据，它知道何时每个卫星发生数据转换。通过运用熟知的单向延迟，基站可以通过指示在20个1毫秒间隔中的哪一个发生数据转换，以5比特(每个卫星)编码数据相位。
如果相干积分窗口跨50Hz数据边界的两边，那么相干积分分成2个(2)部分。一个部分在数据边界之前，而另一个部分在数据边界之后。例如，如果En1是在数据边界之前的窗口内(该窗口的第一半)的相干积分和，而En2是在数据边界之后的窗口内的相干积分和，那么移动单元选择(En1+En2)(在数据相同的情况下)的最大值(幅值)和(En1-En2)(在数据变化的情况下)，以顾及相位变化。移动单元还可在非相干组合跨该数据窗口的两半或者完成免去该数据窗口之间作出选择。
在本发明的另一个实施例中，移动单元尝试通过将该和的幅值平方和1ms相干积分之差相比较来找到数据转换，无需来自基站的信息的帮助。
在本发明的一个实施例中，基于固件的DSP(数字信号处理器)方法别用来进行GPS处理。DPS以码片×2(2.046MHz)或码片×8(8.184MHz)的速率接收I和Q采样，并将4比特I和Q采样的瞬象存储在它的内部RAM。
在示范实施例中，DSP产生C/A序列，进行旋转以消除频率多普勒，并在由对于每个卫星的基站提供的搜索窗口内进行相关。DSP执行相干积分和非相干组合并按照需要转动IQ采样抽选器以补偿码多普勒。
为了节省计算和存储空间，运用_码片分辨率来执行最初的搜索，并在最佳的一个或多个标志周围执行精细搜索以获得1/8码片(更高)分辨率。通过计数由硬件产生的1ms中断(由本机振荡器产生)保持系统时间。
此外，在本发明的一个实施例中，通过在不同的码片×8偏移下在一个码片的持续时间内累计码片×8采样(更高分辨率)，来进行精细搜索。
图6是示出当根据本发明的一个搜索例执行时，在定位期间校正本机振荡器所执行的步骤的流程图。在步骤500中，判定最近是否正确校正本机振荡器。如果不是，那么从基站捕获导码，而且通过与在步骤502中的导码定时相比较判定本机振荡器的误差，并产生基于该误差的校正信号。
于是，流程进到步骤504，其中将校正信号冻结在当前值。在步骤506中，进入GPS模式并运用经校正的时钟执行定位。一旦执行定位，移动站就在步骤508中离开GPS模式。
图7示出根据本发明的一个实施例构成的DSP接收机系统。DSP以最少的附加硬件执行整个搜索操作。DSP核心308、调制解调器306、接口单元300、ROM302和存储器(RAM)304通过总线306耦合。接口单元300接收来自RF单元(未图示)的RF采样并向RAM304提供采样。可以粗略分辨率或精细分辨率存储RF采样。DSP核心308运用存储在ROM302以及存储器304中的指令处理存储在存储器中的采样。存储器304具有多个“存储体”，其中一些存储采样而一些存储指令。调制解调器700在常规模式下执行CDMA处理。
图8是在定位操作期间执行的步骤的流程图。当接收到帮助消息时开始定位操作，而且把RF系统切换到GPS频率(在步骤600中)。当将RF切换到接收GPS时，固定频率跟踪环路。DSP接收来自电话微处理器的步骤信息并以多普勒幅值对卫星分类。
在步骤602中，把粗略搜索数据存储在DSP RAM中。DSP接收几百微秒的输入数据以设定Rx AGC。DSP记录系统时间并开始将18ms窗口(DSP存储局限)的码片×2IQ数据存储在它的内部RAM中。用相连数据窗口来减轻码多普勒的影响。
一旦存储数据，在步骤604中执行粗略搜索。DSP开始粗略(码片×2分辨率)搜索。对于每个卫星，DSP产生C/A码，根据频率多普勒旋转该码并通过将C/A码重复用于存储的粗略搜索数据在由基站指定的搜索窗口内取相关。在相同的18ms数据窗口内处理卫星，而且对于每个卫星获得超出门限的最佳码片x2假设。虽然在本发明的一个实施例用到2ms相关积分时间(带有9个非相关积分)，但是可用更长的相关积分时间(例如，18ms)，虽然最好进行如下所述的附加调节。
一旦执行粗略搜索，就在步骤606中进行精细搜索。在开始精细搜索之前，DSP计算对于每个卫星的经旋转的C/A码。这允许DSP实时地处理精细搜索。在执行精细(码片×8分辨率)搜索期间，在不同的数据上一次处理一个卫星。
DSP首先转动抽选器以补偿对于给定卫星的码多普勒。在存储码片×8采样的1ms的相关积分窗口之前，还复位Rx AGC值，同时等待下一个1ms边界。
DSP处理对于该1ms相干积分窗口的5个相连码片×8分辨率假设，其中中心假设是粗略搜索中得到的最佳假设。在处理下一个1ms窗口之后，对于所有Nn次重复都相干组合该结果并非相干组合该2ms和。
对于下一个卫星的相同数据重复该步骤(从转动抽选器开始)直至已处理所有卫星。如果对于2个卫星的码多普勒在幅值上是相同的，那么可以在相同的数据处理两个卫星以减小所需的数据组的数量。在最坏的情况下，将8组1ms的2*Nn数据窗口用于精细搜索。
最后，在步骤608中，向微处理器报告结果并在DSP中重新启动声码器处理，从而可以继续呼叫。DSP向微处理器报告伪范围，其中微处理器将它们转送到基站。在微处理器将声码器程序码重新下载到DSP存储器之后，DSP清除它的数据存储器并重新启动声码器。
图9示出在粗略搜索之后执行的精细搜索。在粗略搜索中分出最佳码片×2阶段之后，DSP在该阶段周围执行精细搜索以获得码片×8分辨率。
用矩形框出用于在精细搜索中作比较的5个阶段，如图所示。再次评估最佳码片×2阶段，从而可对相同数据组进行比较。这还允许粗略搜索和精细搜索来运用不同的积分时间。由于每个卫星都可对码多普勒具有不同值，所以对于每个卫星可分开执行精细搜索。
图10提供当根据本发明的一个实施例实施时精细处理的时线。在本发明的一个实施例中在大约1.324秒内完成整个处理时间(粗略+精细搜索)，该实施例中断呼叫，但是一旦完成搜索就仍然允许呼叫继续。1.324秒的整个搜索是上限，因为它假定DSP需要搜索全部8个卫星，而且每个卫星具有68码片的搜索窗口。然而，由于卫星轨道的几何结构使得所需整个过程1.324秒的可能性很小。
在第一个18ms 80期间，在GPS频率下收集IQ采样数据。在周期82内，内部执行粗略搜索，这会持续长达1.13秒，但是当识别卫星信号时可能提早终止。一旦执行粗略搜索，就在时间周期84内计算C/A码，它需要24ms。在时间周期86期间内，对于码多普勒调节转动值并进一步调节Rx AGC。在时间周期88内，对IQ数据采样进行精细搜索，它在时间周期86内执行连续调节。运用18ms积分时间允许忽略码多普勒，因为接收到的C/A码相位偏移小于1/16的码片。对多达8个的卫星执行调节多达8个序列的调节和精细搜索，此时完成定位过程。
此外，在本发明的一些实施例中，电话继续把反向链路的帧发送到基站，同时执行定位处理。这些帧可简单地保持为空信息以允许基站与用户单元保持同步，或者帧可包含附加信息(诸如，功率控制命令或信息请求)。最好在RF电路可用且不收集GPS采样时，发送这些帧，或者如果有充足的RF电路可用，则在收集GPS采样时发送。
虽然运用18ms积分时间避免码多普勒效应，但是如果在18ms处理间距内发生数据变化(如上所述)，那么在50Hz速率下对GPS信号发送数据将会引发问题。数据变化导致信号相位的偏移。对于每个卫星，在不同的地方发生50Hz数据边界。通过改变从每个卫星到电话的路径长度，有效地使每个卫星的50Hz转换相位随机化。
在最坏的情况下，如果在相干积分期间的中点数据位反相，那么相干积分可完全被擦除。因此，在本发明的一个实施例中，基站必须将对于每个卫星的数据转换边界传播到电话(如上所述)。最佳的是，还将传输边界包含在从基站发送的帮助消息内(诸如，以一组5位消息，它指示每个卫星发生转换的毫秒间隔)。电话用该边界将每个卫星的相干积分间隔分成2片并判定是否添加或减去在这2个间隔内的相干积分和。这样，通过包含每个GPS信号的数据边界，增加了定位过程的可靠性。
在本发明的示范实施例中，任何频率不确定性都产生Ec/Nt的损耗，其中上述损耗随着相干积分时间的增加而增加。例如，不确定性+/-100Hz,Ec/Nt损耗随着相干积分时间的增加而快速增加，如表Ⅰ所示。
    Nc     Ec/Nt损耗
1023(1ms)     0.14dB
 2046(1ms)     0.58dB
 4092(1ms)     2.42dB
 6138(1ms)     5.94dB
 8184(1ms)     12.6dB
                           表  1
如上所述，在移动单元中总是存在本机振荡器的一些未知的频率偏移。正是这些未知的频率偏移阻止了更长的相干进行去扩展和积分。如果可以减小这些未知的频率偏移效应，更长相干可以改进处理。
在本发明的一个实施例中，通过将搜索空间扩展到2维以包含频率搜索，来考虑这些未知频率偏移。对于每个假定，执行几次频率搜索，其中每次频率搜索都假定频率偏移是已知值。通过将频率偏移隔开，人们可将频率不确定性减小到任意值，但是付出的代价是附加计算和存储量。例如，如果用5个频率假定，那么所得搜索空间如图10所示。
对于+/-100Hz频率不确定性，这是典型的移动单元操作规范，该结构将最大频率偏移减小到20Hz(一个假定必须是在实际频率偏移的20Hz内)。对20ms相干积分时间而言，有20Hz频率偏移的EC/Nt损耗是2.42dB。通过将频率假定数加倍到10，可将频率不确定性减小到10Hz，这使Ec/Nt损耗为.58dB。然而，添加附加假定加宽了搜索空间，它增加了计算和存储要求。
本发明的一个实施例通过频率多普勒与频率偏移的集总并对于每个频率假定计算新旋转的PN码，来计算频率假定。然而，这使得在整个计算过程中频率假定数成倍增加：5个频率假定意味着增加5次计算。
另一方面，在本发明的另一个实施例中，由于与频率多普勒相比，频率不确定性很小，所以旋转相位可被认为在1ms间隔内是恒定的(对于80Hz假定为一个周期的8％)。因此，通过将相干积分间隔分成长达1ms子间隔，旋转子间隔的积分和以将计算频率搜索所需的附加计算量减小3个数量级。结果是可执行更长相干的去扩展，而且改善性能。
图12是根据运用更长相干的去扩展方法构成的接收机的方框图。第一组乘法器50通过将IQ采样与旋转C/A码取相关，补偿频率多普勒。这等同于在与未改变的C/A码取相关之前旋转IQ采样。由于频率多普勒可长达4500Hz，所以可对每个码片进行旋转。用累加器52在1ms间隔内(1023码片)进行相干积分之后，第二组乘法器54旋转1ms积分和(_I和_Q)，以实现频率假定。在整个相干积分间隔内累加旋转和。
回想只在1023码片上计算频率多普勒旋转以节省存储和计算量。对于比1ms长的相干积分时间，将每个相干积分和与相位偏移相乘以使旋转相位在时间上继续。为了以数学方式示出这点，带有频率多普勒旋转的1ms相干积分和可表示如下： S 1 = Σ n = 1 1023 [ I ( n ) + jQ ( n ) ] c ( n ) e - jw d n T c ，其中-1=Re{S1}和-Q=Im{S1}
其中I(n)和Q(n)是分别在I和Q信道上接收到的输入采样，c(n)是未旋转的C/A码，Wd是频率多普勒和，Tc是码片间隔(.9775us)。2ms相干积分和可表示如下： S ( 2 ms ) = Σ n = 1 2046 [ I ( n ) + jQ ( n ) ] c ( n ) e - jw d n T c = Σ n = 1 1023 [ I ( n ) + jQ ( n ) ] c ( n ) e - jw d n T c + e - jw d ( 1023 ) T c Σ n = 1 1023 [ I ( n + 1023 ) + jQ ( n + 1023 ) ] c ( n ) e - jw d n T c = S 1 + e - jw d ( 1023 ) T c S 2
这里，S1是第一1ms积分和，而S2是运用用来计算S1的相同旋转C/A值计算的第二1ms积分和。
Figure A9981072600146
项是补偿运用相同旋转值的相位偏移。类似地，3ms相干积分和可表示为 S ( 3 ms ) = S 1 + e - jw d ( 1023 ) T c S 2 + e - jw d ( 2046 ) T c S 3
为了延长积分时间，同时运用相同的1023单元旋转的C/A序列，(n+1)1ms积分和在加到总和之前应与e-jwdn(1ms)相乘。由于这是1ms积分和的旋转，我们将该运算与频率搜索相组合来避免执行2次旋转。即，由于 e - jw d n ( 1 ms ) e - jw d n ( 1 ms ) = e - j ( w d + w h ) n ( 1 ms )
我们将第(n+1)个1ms积分和与e-j(wd+wh)n(1ms)相乘以搜索频率假定并考虑频率多普勒相位偏移。
注意，由于频率不确定性不依赖于卫星，所以可在捕获一个卫星之后，减少频率搜索。如果需要更长的相干积分，可以执行更精细的频率搜索。
在本发明的示范实施例中，以类似于粗略搜索的方法进行精细搜索。但有2点差别。第一，积分间隔总是相干相加，而不是求平方并非相干加法。第二，将去除频率不确定的旋转(在粗略搜索之后应是已知的)与频率多普勒相位偏移组合并用来旋转1ms相干积分间隔后将它们加在一起。
在本发明的另一个实施例中，在比18ms长的积分时间内对
Figure A9981072600151
数据的相干积分窗口求积分。如果可用附加存储器，那么本实施例是很有用的。对于比18ms长的相干积分，与在较短的积分周期内进行的处理相同地处理50Hz数据边界。基站对每个卫星指示边界在哪里，而且DSP判定是将20个1ms相干积分间隔加到它的操作和还是从中减去它。
然而，由于频率不确定性和积分时间常数之积影响着Ec/Nt损耗，所以必须在长相干积分间隔内将频率不确定性减小到很小的值。由于以20Hz频率不确定性进行20ms积分导致Ec/Nt损耗2.42dB，所以以积分时间400ms保持相同损耗要求将频率不确定性减小到1Hz。为了校正这个问题，需要通过分级的方法将频率不确定性减小到1Hz。例如，第一频率搜索将不确定性从100Hz减小到20Hz，第二搜索将不确定性减小到4Hz而第三搜索将不确定性减小到1Hz。频率搜索将补偿从基站捕获到的频率多普勒的误差。
此外，为了执行更长的积分，在长积分时间内，只对具有类似多普勒的卫星搜索相同数据，这是因为对于每个卫星，码多普勒都是不同的。当DSP收集相干积分数据窗口时，它计算滑移1/16码片并转动抽选器所需的时间。此外，在该实施例中采用多个数据窗口。
于是，描述了在无线通信系统中执行定位的方法和装置。提供对较佳实施例的上述描述使得熟悉本技术领域的人员能够进行或运用本发明。对于熟悉本技术领域的人员而言，对这些实施例的各种改变都是显而易见的，而且可将一般原理用于其他实施例而不用进行创造性劳动。因此，本发明并不限于这里所示的实施例但要符合与这里揭示的原理和新颖性一致的最宽范围。

Claims (4)

1．一种运用一组卫星对地面无线电话系统中的用户单元进行定位的方法，其中每个卫星都发送信号，所述地面无线电话系统具有基站，所述方法包括下列步骤：
把帮助消息从所述基站发送到所述用户单元，所述帮助消息包含关于来自所述一组卫星的每个信号的数据边界的信息；
每个信号施加相关码，从而产生相应的相关数据；
在相应的数据边界之前的第一间隔内累加所述相关数据，从而产生第一累加结果，而且在所述相应的数据边界之后的第二间隔，产生第二累加结果。
2．如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：
把所述第一累加结果和所述第二累加结果相加，从而产生第一全累加结果；
将所述第一累加结果从所述第二累加结果中减去，从而产生第二全累加结果；
当所述第一全累加结果在数值上大于所述第二累加结果时，选择所述第一全累加结果；
当所述第二全累加结果在数值上大于所述第一累加结果时，选择所述第二全累加结果。
3．一种运用一组卫星进行定位的方法，其中每个卫星都发送信号，其特征在于，包括下列步骤：
每个信号施加相关码，从而产生相应的相关数据；
在相应数据边界之前的一组间隔内累加所述相关数据，从而产生第一组累加结果，并在每个所述相应数据边界之后的相应的第二组间隔内累加所述相关数据，从而产生第二组累加结果。
4．如权利要求3所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：
把所述第一组累加结果和所述第二组累加结果相加，从而产生第一组全累加结果；
从所述第二组累加结果中减去所述第一组累加结果，从而产生第二全累加结果；
比较所述第一全累加结果和所述第二全累加结果的数值；
从包含所述第一全累加结果和所述第二全累加结果的组合累加结果组中选择数值上最大的全累加结果。
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