JP4955148B2 - データ境界認識基地局に援助された位置特定方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は位置を特定することに係わる。特に、この発明はワイヤレス通信システムにおいて位置特定を行うための新しく、また改善された方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
政府の規制と消費者の需要はともに、セルラ電話機における位置を特定する機能の需要を駆り立てている。地球軌道の１組の衛星とともにグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）受信機を使用して位置特定を行うためにＧＰＳが現在利用可能である。それゆえ、セルラ電話機にＧＰＳ機能を取り入れることが望まれている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、セルラ電話機はコストや重量、電力消費の考慮事項に極端に敏感である。したがって、単にＧＰＳ位置特定を行う付加回路を加えることは、セルラ電話機に位置特定の機能を備えるためには不満足な解決法である。したがって、この発明ではセルラ電話機システムにおいて、最小限の付加ハードウェアやコスト、電力消費で、ＧＰＳの機能を備えることを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はワイヤレス通信システムにおいて位置特定を実行する新規で改良された方法および装置である。本発明の１つの実施形態は、それぞれ信号を送信する１組の衛星を使用して、基地局を有する地上ワイヤレス電話システム中の加入者ユニットで位置特定を実行する方法を含み、この方法は、１組の衛星からの各信号に対するデータ境界に関する情報を含む補助メッセージを基地局から加入者ユニットに送信し、相関コードを各信号に適用して対応する相関データを生成し、対応するデータ境界に先行する第１のインターバルに対して前記相関データを累積して第１の累積結果を生成し、前記対応するデータ境界に後続する第２のインターバルに対して前記相関データを累積して第２の累積結果を生成するステップを含む。
【０００５】
【発明の実施の形態】
この発明の特徴や目的、効果は、同じ参照符号が全体を通して対応したものを識別している図面を考慮に入れて以下に記述された詳細な説明からより明らかになる。
【０００６】
ワイヤレス通信システムにおいて位置特定を行うための新しく、そして改善された、方法と装置を説明する。例示的な実施形態はデジタルセルラ電話機システムの状況の中で説明する。この状況の中での使用は有用であるが、この発明の異なった実施形態を違った環境や構成に組み込んでもよい。一般に、ここに記述されるさまざまなシステムは、ソフトウェア制御プロッセサ、集積回路、ディスクリート論理回路を使用してもよいが、集積回路での実施が好ましい。出願を通し言及されるデータや命令、コマンド、情報、信号、シンボル、チップは、電圧、電流、電磁波、磁界や粒子、オプティカルフィールドや粒子、もしくはそれらの組み合わせによって有用に表現される。さらに各ブロック図で示されたブロックはハードウェアや方法のステップを表現する。
【０００７】
図１はグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）波形生成器のブロック図である。円にプラスの記号はモジューロ２加算を示す。一般にＧＰＳ配列は２４の衛星からなり、ナビゲーションのために使用される２１の宇宙飛行体（ＳＶｓ）と３つの予備からなる。各ＳＶは地上局を監視することによってＧＰＳ時間に同期されているクロックを含む。位置と時間を決めるために、ＧＰＳ受信機はいくつかの衛星から受信される信号を処理する。４つの未知数（ｘ，ｙ，ｚ，時間）を解決くために少なくとも４衛星が使われなければならない。
【０００８】
各ＳＶは２つのマイクロ波搬送波、すなわち標準ポジショニングサービス（ＳＰＳ）に使われる信号を搬送する１５７５．４２ＭＨｚのＬ１搬送波、そして精密ポジショニングシステム（ＰＰＳ）に必要とされる信号を搬送する１２２７．６０ＭＨｚのＬ２搬送波を送信する。ＰＰＳは政府機関に使用され、位置特定においてより高度な正確性を許容する。
【０００９】
Ｌ１搬送波は粗捕捉（Ｃ／Ａ）コードによって変調され、この粗捕捉コードは１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップ擬似ランダムコードであり、民間の位置特定サービスに使用される。（粗捕捉コードは、ここに記述される粗と微の捕捉と混同すべきではない。粗と微の捕捉は両方ともにＣ／Ａコードの使用に関係している。）各衛星は１ｍｓ毎ごとに繰り返されるそれ特有のＣ／Ａコードを持つ。ＰＰＳのために使われるＰコードは期間にして２６７日の１０．２３ＭＨｚコードである。Ｐコードは両搬送波で現れるが、Ｌ１搬送波上のＣ／Ａコードと９０度位相を異にしている。搬送波変調の前に、Ｃ／ＡコードとＰコードの両方で排他的論理和がとられる５０Ｈｚのナビゲーションメッセージは、衛星軌道と時間補正のようなシステム情報を提供する。
Ｌ１搬送波は粗捕捉（Ｃ／Ａ）コードによって変調され、この粗捕捉コードは１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップ擬似ランダムコードであり、民間の位置特定サービスに使用される。各衛星は１ｍｓ毎ごとに繰り返されるそれ特有のＣ／Ａコードを持つ。ＰＰＳのために使われるＰコードは期間にして２６７日の１０．２３ＭＨｚコードである。Ｐコードは両搬送波で現れるが、Ｌ１搬送波上のＣ／Ａコードと９０度位相を異にしている。搬送波変調の前に、Ｃ／ＡコードとＰコードの両方で排他的論理和がとられる５０Ｈｚのナビゲーションメッセージは、衛星軌道と時間補正のようなシステム情報を提供する。
Ｌ１搬送波は粗捕捉（Ｃ／Ａ）コードによって変調され、この粗捕捉コードは１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップ擬似ランダムコードであり、民間の位置特定サービスに使用される。各衛星は１ｍｓ毎ごとに繰り返されるそれ特有のＣ／Ａコードを持つ。ＰＰＳのために使われるＰコードは期間にして２６７日の１０．２３ＭＨｚコードである。Ｐコードは両搬送波で現れるが、Ｌ１搬送波上のＣ／Ａコードと９０度位相を異にしている。搬送波変調の前に、Ｃ／ＡコードとＰコードの両方で排他的論理和がとられる５０Ｈｚのナビゲーションメッセージは、衛星軌道と時間補正のようなシステム情報を提供する。
【００１０】
各衛星はゴールドコードと呼ばれるコードのファミリーに属する異なるＣ／Ａコードを持つ。それらの間の相互相関は小さいので、ゴールドコードが使用される。Ｃ／Ａコードは、図１．４−２に示される２つの１０段シフトレジスタを使用し生成される。Ｇ１生成器は多項式１＋Ｘ3+Ｘ10を使う一方、Ｇ２生成器は多項式１＋Ｘ2+Ｘ3+Ｘ6+Ｘ8+Ｘ9+Ｘ10を使う。Ｃ／Ａコードは、Ｇ２シフトレジスタの２ビットとＧ１シフトレジスタの出力を排他的論理和することによって生成される。
【００１１】
図２はこの発明の使用にしたがって構成されるセルラ電話機システムを非常に簡略化したブロック図である。移動電話機１０は、基地局制御局（ＢＳＣ）１４と結合されている基地局１２の間に位置する。移動スイッチングセンタＭＳＣ１６はＢＳＣ１４を公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）に接続する。動作の間、いくつかの移動電話機は、その他の移動電話機がスタンバイモードの間、基地局１２とインターフェースすることによって電話通話を行っている。
【００１２】
この発明の譲受人に譲渡され、また参照によりここに組み込まれている“ワイヤレスＣＤＭＡトランシーバの位置を決定するシステムおよび方法”と題する出願中の米国特許出願番号第０９／０４０，０５１号で説明されているように、位置特定は、移動電話機にＧＰＳ信号を迅速に捕捉させることを許容する「補助情報」を含む位置要求メッセージの送信によって容易にされる。この情報は宇宙飛行体のＩＤ番号（ＳＶ ＩＤ）と、推定コード位相と、推定コード位相周辺のサーチウィンドウサイズと、推定周波数ドップラーとを含む。この情報を使い、移動体ユニットはＧＰＳ信号を捕捉でき、またより早くその位置を特定することができる。
【００１３】
補助メッセージに応答して、移動体ユニットはＧＰＳ周波数に同調し、そして基地局によって示されたＳＶｓのために局部的に生成されたＣ／Ａシーケンスと受信信号を相関し始める。移動体ユニットは補助情報を使用してサーチ空間を狭め、ドップラー効果を補償し、時間相関を使用して各衛星に対する擬似範囲を獲得する。注意すべきは、それらの擬似範囲は、移動体ユニットの時間（ＣＤＭＡ受信機の合成システムの時間カウンタから参照される）に基づいていることであり、この移動体ユニットの時間はＧＰＳ時間を遅延したバージョンである。
【００１４】
この情報が一度計算されると、移動体ユニットは（望ましくは１／８チップ分解能の）各衛星に対する擬似範囲と測量がなされた時間を基地局に送る。その後移動体ユニットは通話を続けるためＣＤＭＡに戻る。
【００１５】
それゆえ情報を受け取ると、ＢＳＣは一方向遅延推定を使用して、移動体ユニット時間から基地局時間に擬似範囲を変換し、そしていくつかの球面の交差を解くことにより移動体ユニットの推定位置を計算する。
【００１６】
補助メッセージによって提供されるもう１つのパラメータは周波数ドップラーか、もしくはドップラーオフセットである。ドップラー効果は、送信機と受信機の間における相対速度による受信信号の周波数に見かけ上の変化として現れる。搬送波におけるドップラーの影響は周波数ドップラーと呼ばれる一方、ベースバンド信号における影響はコードドップラーと呼ばれる。
【００１７】
ＧＰＳのケースでは、周波数ドップラーは受信搬送波周波数を変えるため、影響は搬送波オフセットによる復調と同じである。基地局のＧＰＳ受信機は所要の衛星を積極的に追跡するので、衛星の動きによる周波数ドップラーが分かる。その上、その衛星は基地局と移動体ユニットからかなり遠くにあるために、移動体ユニットに見られるようなドップラーは、基地局によって見られるドップラーと事実上同じである。この発明の一実施形態において、周波数ドップラー値を補正するため、移動体ユニットは受信機にあるローテータを使用する。周波数ドップラーは、−４５００Ｈｚから＋４５００Ｈｚまでの範囲で変化し、変化の割合は毎秒１Ｈｚのオーダーである。
【００１８】
コードドップラーの影響は１．０２３ＭＨｚチップレートを変化させることであり、それは受信したＣ／Ａコードチップの幅を事実上、圧縮や拡大させる。この発明の一実施形態において、移動体ユニットは１．０２３／１５７５．４２の比率を周波数ドップラーに乗算することによってコードドップラーを補正する。移動体ユニットはその後、必要なように１／１６チップの増分で受信ＩＱサンプルの位相を変えること（遅れを取り入れること）によって、時間に関してコードドップラーを補正できる。
【００１９】
図３は、この発明の一実施形態にしたがって構成されるセルラ電話機（ワイヤレス加入者ユニット）の受信機部分のブロック図である。受信波形１００は、周波数Ｗｃ＋Ｗｄの搬送波で変調されたＣ／Ａ信号Ｃ(ｎ)としてモデル化したものであり、Ｗｃは１５７５．４２ＭＨｚの公称搬送波周波数であり、Ｗｄは衛星の動きによって作られたドップラー周波数である。ドップラー周波数は衛星が頭上真上である場合の０から最悪のケースにおける約４．５ｋＨｚまでの範囲で変化する。受信機のアナログ部分は周波数Ｗｒでランダムな位相の搬送波による復調としてモデル化でき、ローパスフィルタ処理がその後に続く。
【００２０】
結果として得られたベースバンド信号は、デジタルのＩとＱサンプルを作るために（図示していない）Ａ／Ｄコンバータを通され、これらのデジタルＩとＱサンプルは繰り返してサーチされるかもしれないので記憶される。そのサンプルはＣ／Ａコードチップレートの２倍で発生するが(チップ×２)、これは微サーチアルゴリズムを行うため必要なものよりも低い分解能であるが、１８ｍｓサンプルデータを妥当な量のメモリに記憶させることを許容する。一般に、１８ｍｓが好ましい積分期間である場合に、ほとんどの環境条件での捕捉を許容するため、１０ｍｓより長い何らかの時間の間サーチを実行することが望ましい。このような環境条件は、内部であることや、衛星への直接的な視野がないことが含まれる。
【００２１】
動作の間、そのサンプルは初めにドップラー周波数オフセットを補正するためローテータ１０２によって回転される。回転されたＩとＱのサンプルは、衛星のＣ／Ａシーケンスのさまざまなオフセットと相関がとられ、結果として得られる積は積分器１０４によってＮｃチップの間でコヒーレントに積分される。コヒーレント積分合計は、未知の位相オフセットの影響を取り除くため、２乗され、お互いに加算される。特定のオフセットのための仮定テストを増やすために、いくつかのコヒーレントインターバルが、非コヒーレントに結合される。この逆拡散は、衛星信号の時間オフセットを明らかにするため、さまざまな時間オフセットで繰り返し行なわれる。ローテータ１０２は衛星の動きによって作られた周波数ドップラーを取り除く。ローテータ１０２は、（好ましくは１０Ｈｚインターバルに量子化された）基地局によって指定されたドップラー周波数を使用し、ＩとＱサンプルを回転させて周波数オフセットを取り除く。
【００２２】
この発明の一実施形態において、回転はコヒーレント積分ウィンドウに対してのみ連続的である。すなわち、例えば１ｍｓというコヒーレント積分期間の間においてローテータが止まる。結果として得られたどの位相差も、２乗と合計によって排除される。
【００２３】
図４は、この発明の一実施形態にしたがって構成される受信機のもう１つのブロック図であり、受信機のローテータ部分がより詳細に描写されている。
【００２４】
図５は、この発明の代替実施形態にしたがって構成された受信機である。この発明の内部実施形態は、入力サンプルの代わりに、ローカル的に生成されるＣ／Ａシーケンスを回転させることによって、コヒーレント積分期間の間にローテータを止める能力を利用する。
【００２５】
示されているように、Ｃ／ＡシーケンスＣ(ｎ)は、シヌソイドＳＩＮ(ＷｄｎＴｃ)とＣＯＳ(ＷｄｎＴｃ)の適用によって回転され、その後記憶される。Ｃ／Ａシーケンスの回転は、各衛星に対して一度行う必要があるだけである。したがって、Ｃ／Ａシーケンスを回転させることは、必要とされる計算量を減らす。また、これは、この発明の一実施形態においてこの計算を行うために使用されるＤＳＰにおけるメモリを節約することにもなる。
【００２６】
位置特定アルゴリズムの性能を低下させているもう１つの重要な障害は、移動体ユニットの内部クロックにおける周波数誤差である。１ｍｓのオーダーの短いコヒーレント積分時間の使用を余儀なくさせているのはこの周波数誤差である。より長い時間期間を通してコヒーレント積分を行うことが望ましい。
【００２７】
例示的な構成において、移動体の束縛なく動作する（内部の）局部発振器クロックは、＋／−５ｐｐｍの周波数公差を持つ１９．６８ＭＨｚ水晶である。このことは＋／−７５００Ｈｚのオーダーの大きな誤差を引き起こす原因になる可能性がある。このクロックはＧＰＳ信号の復調に使われる搬送波を生成するのに使用されるので、クロック誤差は信号捕捉時間に加わる。サーチに利用可能な時間はとても小さいために、周波数公差によるこの大きさの誤差は許容できず、大きく減らさなければならない。
【００２８】
この発明の一実施形態において、より長いコヒーレント積分時間を許容するために、ＣＤＭＡ受信機は、ＣＤＭＡパイロットから捕捉されるタイミングを使い、もしくは利用できるタイミング情報の他の何らかのソースを使用して、局部発振器の誤差を補正する。これは、可能な限り１９．６８ＭＨｚに近く局部発振器クロックを同調するのに使われる制御信号を作り出す。ＲＦユニットがＣＤＭＡからＧＰＳに切り替わるとき、局部発振器クロックに加えられる制御信号は固定される。
【００２９】
補正は基地局（もしくは他のソース）からのタイミング情報を使用して補正が行われた後でさえ、何らかの付加的なクロック誤差が残る。この発明の一実施形態において、補正後に結果として得られた周波数の不正確さは＋／−１００Ｈｚである。この残余誤差は依然として受信機の性能を低下させ、そして一般的に、より長いコヒーレント積分時間を妨害してしまう。この発明の一実施形態では、残余誤差は、性能を低下させる１ｍｓより長い持続期間に、非コヒーレント積分を行うことによって簡単に避けられる。
【００３０】
図１に示したように、５０HｚのＮＡＶ／システムデータもＬ１搬送波に変調される。（０から１や１から０）といったデータの遷移が、半分のコヒーレント積分ウィンドウの２つ間で起これば、その２つの半分のものはお互いに打ち消してしまうため、結果として得られるコヒーレント積分合計は零になるであろう。これは最悪のケースで１だけ非コヒーレント記憶数を有効に減らす。全衛星のデータ境界は同期されているが、経路遅延の相違のため移動体ユニットに同時に到達しない。この経路遅延は事実上、受信データ位相をランダムにする。
【００３１】
この発明の一実施形態において、異なる信号における異なるデータ位相の問題は、基地局から移動体ユニットに送られる補助情報に位相データを含めることである。基地局は５０Ｈｚのデータを復調しているので、データ遷移が各衛星に対していつ発生するかは分かる。一方向遅延の知識を使用して、データ遷移が（２０の範囲の中からの）どの１ｍｓインターバルで起こるかを示すことにより、基地局は例えば（衛星ごとに）５ビットでデータ位相を符号化できる。
【００３２】
コヒーレント積分ウィンドウが５０Ｈｚのデータの境界をまたぐ場合には、コヒーレント積分は２つのセクションに分けられる。１つのセクションはデータ境界に先立ち、１つのセクションはデータ境界に続く。例えば、もしＥｎ１が、データ境界に先行するウィンドウすなわちこのウィンドウの最初の半分に対するコヒーレント積分合計であり、Ｅｎ２がデータ境界に続くウィンドウに対するコヒーレント積分合計であれば、移動体ユニットはその後、位相の変化を補償するため、（データが同じのままであれば）（Ｅｎ１＋Ｅｎ２）、（データが変化していれば）（Ｅｎ１−Ｅｎ２）の中から（大きさが）最大の方を選択する。移動体ユニットは、このデータウィンドウに対して２つの半分を非コヒーレントに結合するか、もしくは完全にこのデータウィンドウを避けるオプションも持っている。この発明の代替実施形態において、移動体ユニットは、合計を２乗した大きさと１ｍｓコヒーレント積分における差とを比較することにより、基地局からの補助情報なしでデータ遷移を発見しようと試みる。
【００３３】
この発明の一実施形態において、ファームウエアベースのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）アプローチがＧＰＳ処理を行うために使われる。ＤＳＰはチップ×２（２．０４６ＭＨｚ）か、チップ×８（８．１８４ＭＨｚ）のレートでＩとＱサンプルを受信し、そして、その内部ＲＡＭに４ビットのＩとＱサンプルのスナップショットを記憶する。
【００３４】
例示的な実施形態において、ＤＳＰは、Ｃ／Ａシーケンスを生成し、周波数ドップラーを排除するために回転を行い、各衛星に対して基地局によって提供されるサーチウィンドウを通して相関をとる。ＤＳＰは、コヒーレント積分と非コヒーレント結合を行い、そしてコードドップラーを補償するのに必要なようにＩＱサンプルデシメータをスリューさせる。
【００３５】
計算とメモリを節約するため、初めのサーチはチップ分解能を使用して行われ、そして（より高い）１／８チップ分解能を得るためのより微細なサーチは、最良のインデックスのあたりで行われる。システム時間は（局部発振器から引き出される）ハードウェア生成された１ｍｓインターラプト信号をカウントすることによって維持される。
【００３６】
さらに、この発明の一実施形態において、微サーチはさまざまなチップ×８オフセットで１つのチップの持続期間に対して、チップ×８サンプル（より高分解能）を記憶することにより行われる。相関コードは記憶された値に適用され、これは特定のチップ×８オフセットで変化する相関値をもたらす。これはコードオフセットをチップ×８分解能で決定させることを許容する。
【００３７】
図６は、この発明の一実施形態にしたがって行われるときに、位置特定手順の間に局部発振器誤差を補正するために実行されるステップを描写しているフローチャートである。ステップ５００では、局部発振器が最近補正されたかどうかが決定される。もし補正されていなければ、パイロットが基地局から捕捉され、そして、局部発振器誤差はステップ５０２でパイロットタイミングと比較することにより決められ、そして、補正信号がその誤差をもとにして生成される。
【００３８】
フローはその後ステップ５０４に導かれ、そこで補正信号は現在値で固定される。ステップ５０６では、ＧＰＳモードに入り、補正されたクロックを使い位置特定を行う。一度、位置特定が行われると、移動体ユニットはステップ５０８でＧＰＳモードを離れる。
【００３９】
図７は、この発明の一実施形態にしたがって構成されるＤＳＰ受信機システムの描写である。ＤＳＰは最小限に加えたハードウェアで全体のサーチ動作を行う。ＤＳＰコア３０８、モデム３０６、インターフェースユニット３００、ＲＯＭ３０２、メモリ（ＲＡＭ）３０４はバス３０６を介して結ばれている。インターフェースユニット３００は（図示されていない）ＲＦユニットからＲＦサンプルを受け取り、ＲＡＭ３０４にそのサンプルを提供する。ＲＦサンプルは、粗分解能や微分解能で記憶することができる。ＤＳＰコア３０８は、メモリ３０４とともにＲＯＭ３０２にも記憶されている命令を使って、メモリに記憶されているサンプルを処理する。メモリ３０４は、そのいくつかはサンプルを記憶し、またいくつかは命令を記憶する複数の“バンク”を備えている。モデム３０６は通常モードの間はＣＤＭＡの処理を行う。
【００４０】
図８は、位置特定動作の間に行われるステップのフローチャートである。位置特定動作は補助メッセージが受信される時に始まり、ＲＦシステムはステップ６００でＧＰＳ周波数に切り替えられる。ＲＦシステムがＧＰＳ周波数を受信するため切り替えられる時、周波数追跡ループが固定される。ＤＳＰは補助情報を電話機マイクロプロセッサから受信し、ドップラーの大きさによって衛星を分類する。
【００４１】
ステップ６０２で、粗サーチデータがＤＳＰ ＲＡＭに記憶される。ＤＳＰは数百マイクロセカンドの入力データを受け取って、Ｒｘ ＡＧＣをセットする。ＤＳＰはシステム時間を記録し、その内部ＲＡＭにチップ×２のＩＱデータの１８ｍｓウィンドウ（ＤＳＰメモリの限度）を記憶し始める。隣接するデータのウィンドウを使用してコードドップラーの影響が軽減される。
【００４２】
一度データが記憶されると、粗サーチがステップ６０４にて行われる。ＤＳＰは粗サーチ（チップ×２分解能）を始める。各衛星に対して、ＤＳＰはＣ／Ａコードを生成し、周波数ドップラーに基づいてコードを回転させ、Ｃ／Ａコードの記憶された粗サーチデータへの適用を繰り返すことにより、基地局によって指定されたサーチウィンドウに対して相関をとる。衛星は同じ１８ｍｓデータウィンドウに対して処理され、各衛星に対して、しきい値を超える最良のチップ×２仮定が得られる。（９非コヒーレント積分で）２ｍｓのコヒーレント積分時間が、この発明の一実施形態で使われているが、以下に記述するように、付加的な調整を行うことが好ましいものの、より長いコヒーレント積分時間（例えば１８ｍｓ）を使用することができる。
【００４３】
一度、粗サーチが行われると、ステップ６０６で微サーチが行われる。微サーチを始める前に、ＤＳＰは各衛星に対して回転されたＣ／Ａコードを計算する。これはＤＳＰがリアルタイムで微サーチを処理できるようにする。微サーチ（チップ×８分解能）を行う際、衛星は異なるデータに対して一度に１つ処理される。
【００４４】
ＤＳＰは最初にデシメータをスリューさせて所定の衛星に対するコードドップラーを補償する。ＤＳＰは、またチップ×８サンプルの１ｍｓコヒーレント積分ウィンドウを記憶する前に、次の１ｍｓ境界を待つ間、Ｒｘ ＡＧＣ値をリセットする。
【００４５】
ＤＳＰはこの１ｍｓコヒーレント積分ウィンドウで、５つの隣接するチップ×８分解能仮定を処理し、ここで中心になる仮定は粗サーチで得られる最良の仮定である。次の１ｍｓウィンドウを処理した後、結果はコヒーレントに結合され、この２ｍｓ合計は全てのＮｎ反復に対して非コヒーレントに結合される。
【００４６】
（デシメータを変えることから始める）このステップは、全ての衛星が処理されるまで、次の衛星に対して同じデータで繰り返される。もし２衛星に対するコードドップラーが大きさにおいて似ていれば、要求されるデータセットの数を減らすために、同じデータを通して両衛星を処理することが可能となるであろう。最悪のケースでは、１ｍｓの２＊Ｎｎデータウィンドウの８セットが微サーチのために使われる。
【００４７】
最後にステップ６０８で、結果がマイクロプロセッサに報告され、ボコーダ処理は通話が継続できるようにＤＳＰ内で再スタートされる。ＤＳＰはマイクロプロセッサに擬似範囲を報告し、マイクロプロセッサはそれらを基地局に送る。マイクロプロセッサがボコーダプログラムコードをＤＳＰメモリに再ダウンロードした後、ＤＳＰはそのデータメモリを消去し、ボコーダを再スタートさせる。
【００４８】
図９は、粗サーチの後に行われる微サーチを描写した図である。粗サーチにおける最良のチップ×２位相を分離した後、ＤＳＰはチップ×８分解能を得るために、この位相のあたりの微サーチを行う。
【００４９】
微サーチで比較するための５つの位相は、長方形に閉じて表されている。最良のチップ×２位相は、同じ１組のデータを通して比較できるように、再評価される。これは粗サーチと微サーチが、異なる積分時間を使用できるようにする。微サーチは、各衛星がコードドップラーに対して異なる値を持っているかもしれないので、各衛星に対して別々に行われる。
【００５０】
図１０は、この発明の一実施形態にしたがって行われたときの、サーチプロセスのタイムラインを表したものである。（粗と微のサーチ）全処理時間は、この発明の一実施形態において約１．３２４秒であり、これは通話をインターラプトするが、いったんサーチが行われると、依然として通話を継続できるようにする。１．３２４秒の総サーチ時間は上限の境界であり、なぜなら、ＤＳＰは全８衛星をサーチし、各衛星は６８チップのサーチウィンドウを持っていることが仮定されるからである。全１．３２４秒が必要とされる確率は小さいが、それは衛星軌道の幾何学的配置のためである。
【００５１】
初めの１８ｍｓ８０の間に、ＩＱサンプルデータがＧＰＳ周波数で集められる。期間８２の間には、粗サーチは内部的に実行され、これは１．１３秒まで続くが、おそらく衛星信号が識別されるとすぐに終了する。一度、粗サーチが行われると、Ｃ／Ａコードが２４ｍｓかかる時間期間８４の間に計算される。時間期間８６の間に、スリュー値がコードドップラーに対して調整され、Ｒｘ ＡＧＣがさらに調整される。時間期間８６の間に連続的な調整を実行して、時間期間８８の間に、微サーチがＩＱデータサンプルにおいて行われ、１８ｍｓの積分時間の使用は、受信Ｃ／Ａコード位相が１チップの１／１６より少ない量だけシフトされるので、ドップラーコードを無視することを許容する。８つまでの衛星に対して８つまでのシーケンスの調整と微サーチが実行され、そのとき位置特定手順が終了する。
【００５２】
さらに、この発明のいくつかの実施形態において、位置特定手順が行われる間に、電話機は基地局にリバースリンクフレームを送信し続ける。これらのフレームは、単に基地局が加入者ユニットと同期をとったままにできるようにヌル情報を含んでいてもよく、もしくはフレームは、電力制御コマンドや情報要求のような付加情報を含んでいてもよい。ＲＦ回路が利用できる時にＧＰＳサンプルが集められていない場合や、十分なＲＦ回路が利用できればＧＰＳサンプルが集められる間に、これらのフレーム送信を実行することが好ましい。
【００５３】
１８ｍｓの積分時間の使用はコードドップラーの影響を回避するが、５０ＨｚレートでＧＰＳ信号に対してのデータの送信は、もしデータの変化が（上記に記述したように）１８ｍｓのプロセス期間内に起これば、問題を引き起こす。データの変化は信号位相をシフトさせる。５０Ｈｚのデータ境界は各衛星に対して異なった場所で起こる。各衛星に対する５０Hｚ遷移の位相は、各衛星から電話機への変化する経路長によって事実上ランダムになる。
【００５４】
最悪のケースでは、データビットがコヒーレント積分インターバルの中間において反転されると、コヒーレント積分は完全に失敗する。この理由のために、この発明の代替実施形態において、（上記にも記述したが）基地局は各衛星のデータ遷移境界を電話機に通信しなければならない。データの送信境界は（遷移が各衛星に対して起こるミリセカンドインターバルを示す１組の５ビットメッセージ中のような）基地局から送られる補助メッセージにも含まれていることが好ましい。電話機はこの境界を使用して衛星に対するコヒーレント積分インターバルを２つに分割し、これらの２つのインターバル中のコヒーレント積分合計を加えるか減じるかどうかを決める。したがって、各ＧＰＳ信号のデータ境界も含めることにより、位置特定手順の信頼性が増大する。
【００５５】
この発明の例示的な実施形態において、何らかの周波数の不確実性は、コヒーレント積分時間に伴い増えるＥｃ／Ｎｔにおける損失を生み出す。例えば、表１に示すように、＋／−１００Ｈｚの不確実性では、Ｅｃ／Ｎｔの損失はコヒーレント積分時間が増加するにしたがって急速に増加する。
【表１】
【００５６】
上記にも示したように、移動体ユニット中の局部発振器の未知の周波数オフセットが常にいくつか存在する。より長いコヒーレント逆拡散と積分が実行されるのを妨げているのはこの未知の周波数オフセットである。未知の周波数オフセットの影響を減らすことができるのであれば、より長いコヒーレントはプロセスを改善するであろう。
【００５７】
この発明の一実施形態において、サーチ空間を２次元に拡げて周波数サーチを含めることによって、この未知の周波数オフセットが消去される。各仮定に対して、いくつかの周波数サーチが行われ、各周波数サーチは周波数オフセットが既知の値であると仮定する。周波数オフセットの間隔をあけることによって、加えられた計算とメモリを犠牲にして、周波数の不確実性を任意の小さな値に減らすことができる。例えば、５つの周波数仮定が使われる場合と、結果として得られるサーチ空間は図１０に示された通りとなる。
【００５８】
移動体ユニットの典型的動作仕様である、＋／−１００Ｈｚ周波数の不確実性に対して、この構成は最大周波数オフセットを２０Ｈｚに減らす（仮定の１つは実際の周波数オフセットの２０Ｈｚ以内にならなければならない）。２０ｍｓのコヒーレント積分時間により、２０Ｈｚの周波数オフセットでのＥｃ／Ｎｔの損失は２．４２ｄＢである。周波数仮定の数を倍にして１０にすると、周波数の不確実性は１０Ｈｚに減らすことができ、それは０．５８ｄＢのＥｃ／Ｎｔ損失になる。しかしながら、付加的な仮定を付け加えることはサーチ空間を拡大し、これは計算とメモリの要求の両方を増加させる。
【００５９】
この発明の一実施形態は、周波数ドップラーで周波数オフセットを１つに扱うことにより、また各周波数仮定に対して新しい回転されたＰＮコードを計算することによって周波数仮定を計算する。しかしながら、これは周波数仮定の数を全計算における倍数的に増加する要因にし、それは、５つの周波数仮定は５倍の計算を意味している。
【００６０】
あるいは、周波数の不確実性はドップラー周波数と比較して小さいので、回転位相はこの発明のもう１つの実施形態において、１ｍｓのインターバル（８０Ｈｚ仮定の期間の８％）を通して一定であるとみなすことができる。それゆえ、コヒーレント積分インターバルを、１ｍｓのサブインターバルまでに分けることによって、サブインターバルの積分合計は、３次の大きさによって周波数サーチを計算するのに必要がある付加された計算を減らすために回転される。結果としてより長いコヒーレント逆拡散を行うことができ、性能が改善される。
【００６１】
図１２はより長いコヒーレント逆拡散アプローチの使用にしたがって構成された受信機のブロック図である。第１組の乗算器５０は、回転されたＣ／ＡコードとＩＱサンプルを相関することにより周波数ドップラーを補償する。これは修正されていないＣ／Ａコードとの相関の前に、ＩＱサンプルを回転させることと同等である。周波数ドップラーは４５００Ｈｚと同じ位大きくなりえるので、回転は全てのチップに適用される。累算器５２を使用して１ｍｓのインターバル（１０２３チップ）を通してコヒーレントに積分した後、第２組の乗算器５４が周波数仮定を実現するために１ｍｓの積分合計（−Ｉと−Ｑ）を回転させる。回転された合計はその後、コヒーレント積分インターバル全体を通して加算される。
【００６２】
周波数ドップラーの回転がメモリと計算を節約するため１０２３チップでのみ計算されたことを思い出す。１ｍｓより長いコヒーレント積分時間に対して、各コヒーレント積分合計は、位相オフセットによって乗算され、回転の位相を時間的に連結にする。これを数学的に表すと、周波数ドップラーの回転を伴う１ｍｓコヒーレント積分合計は次のように表すことができる。
【数１】
【００６３】
ここでＩ(ｎ)とＱ(ｎ)はそれぞれＩとＱチャネルで受けた入力サンプルであり、ｃ(ｎ)は回転されていないＣ／Ａコードであり、ｗｄは周波数ドップラーであり、Ｔｃはチップインターバルである（０．９７７５μｓ）。２ｍｓコヒーレント積分合計は次のように表すことができる。
【数２】
【００６４】
ここでＳ１は、第１の１ｍｓ積分合計であり、Ｓ２はＳ１を計算するのに使用されたのと同じ回転されたＣ／Ａ値を使用して計算された第２の１ｍｓ積分合計である。
【数３】
【００６５】
の項は、同一の回転された値を使用して補償する位相オフセットである。同様に３ｍｓコヒーレント積分合計は次のように表すことができる。
【数４】
【００６６】
同一の１０２３要素の回転されたＣ／Ａシーケンスを使用しながら積分時間を広げるため、(ｎ＋１)個の１ｍｓ積分合計は、全合計に加えられる前に、
【数５】
【００６７】
によって乗算されなければならない。これは１ｍｓ積分合計の回転であるため、２度の回転を行わなければならないのを避けるため、周波数サーチと共にこの動作を結合できる。すなわち、
【数６】
【００６８】
周波数仮定をサーチし周波数ドップラー位相オフセットを消去するために、(ｎ＋１)番目の１ｍｓ積分合計に、
【数７】
【００６９】
を乗算することができる。
【００７０】
周波数の不確実性は衛星によるものではないため、周波数サーチは一衛星を捕捉した後、減らすことができることに留意すべきである。より長いコヒーレント積分が望まれているのならば、さらに微細な周波数サーチを行うことができる。
【００７１】
この発明の例示的な実施形態において、微サーチは２つの違いがあるが粗サーチに似た方法で行われる。初めに積分インターバルは、２乗して非コヒーレントに加算する代わりに、常にコヒーレントに加算される。次に、（粗サーチの後に知られるべき）周波数の不確実性を取り除くための回転は、周波数ドップラー位相オフセットと結合され、そしてお互いに加算する前に、１ｍｓコヒーレント積分インターバルを回転させるのに使われる。
【００７２】
この発明における代替実施形態において、チップ×２データのコヒーレント積分ウィンドウは１８ｍｓよりも長い積分時間に対して積分される。この実施形態では付加的なメモリが利用できると便利である。１８ｍｓよりも長いコヒーレント積分に対して、５０Ｈｚデータ境界は、より短い積分時間と同じように処理される。基地局は各衛星に対して境界がどこであるのかを示し、ＤＳＰはそのランニング合計から、もしくはランニング合計に、２０個の１ｍｓコヒーレント積分期間の合計を加えるか、もしくは差し引くかを決める。
【００７３】
しかしながら、周波数の不確実性と積分時間の定数の積が、Ｅｃ／Ｎｔの損失に影響を及ぼすため、周波数の不確実性は、長いコヒーレント積分インターバルに対して非常に小さく減らされなければならない。２０Ｈｚ周波数の不確実性を持つ２０ｍｓ積分は結果的に２．４２ｄＢのＥｃ／Ｎｔの損失になるので、４００ｍｓの積分時間で同じ損失を維持するためには、周波数の不確実性を１Ｈｚに減少させることが必要である。この問題を補正するために、周波数の不確実性は、階層的方法で１Ｈｚまで減らされる。例えば、第１の周波数サーチは、不確実性を１００Ｈｚから２０Ｈｚに減らし、第２のサーチは不確実性を４Ｈｚまで減らし、第３のサーチは不確実性を１Ｈｚまで減らす。周波数サーチは、基地局から得られた周波数ドップラーの誤差をも補償するであろう。
【００７４】
さらに、より長い積分を行うために似たようなドップラーを持った衛星だけが長い積分時間の同じデータを通してサーチされるが、それはドップラーコードが各衛星で異なるためである。ＤＳＰは一チップの１／１６をスリップさせるのにどれぐらいかかるかを計算し、コヒーレント積分データウィンドウを集めるのにしたがってデシメータをスリューさせる。加えて、この実施形態において複数のデータウィンドウがとられる。
【００７５】
このように、ワイヤレス通信システムにおいて位置特定を行うための方法と装置を説明した。好ましい実施形態の先の記述は、当業者がこの発明を作り使用出きるように提供されている。これらの実施形態のさまざまな改良は、当業者に容易に明らかになり、ここに規定された一般的な原理は、独創的能力なしでも他の実施形態に適用できるであろう。したがって、この発明はここに示された実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここで開示された原理や新しい構成と矛盾しない最も広い範囲に一致すべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）波形生成器のブロック図。
【図２】 この発明の使用にしたがって構成されたセルラ電話システムの非常に簡略化したブロック図。
【図３】 発明の一実施形態にしたがって構成された受信機のブロック図。
【図４】 図３で描写した受信機のもう１つのブロック図。
【図５】 発明の代替実施形態にしたがって構成された受信機。
【図６】 位置特定の動作の間に行われるステップのフローチャート。
【図７】 発明の一実施形態にしたがって構成されたＤＳＰのブロック図。
【図８】 発明の一実施形態にしたがって行われるサーチの間に行われるステップを説明するフローチャート。
【図９】 微と粗サーチが、発明の一実施形態において行われる位相を説明するタイムライン。
【図１０】 発明の一実施形態にしたがって行われるときのサーチプロセスのタイムライン。
【図１１】 サーチ空間の図。
【図１２】 発明のもう１つの実施形態にしたがった受信機のブロック図。
【発明の属する技術分野】
この発明は位置を特定することに係わる。特に、この発明はワイヤレス通信システムにおいて位置特定を行うための新しく、また改善された方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
政府の規制と消費者の需要はともに、セルラ電話機における位置を特定する機能の需要を駆り立てている。地球軌道の１組の衛星とともにグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）受信機を使用して位置特定を行うためにＧＰＳが現在利用可能である。それゆえ、セルラ電話機にＧＰＳ機能を取り入れることが望まれている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、セルラ電話機はコストや重量、電力消費の考慮事項に極端に敏感である。したがって、単にＧＰＳ位置特定を行う付加回路を加えることは、セルラ電話機に位置特定の機能を備えるためには不満足な解決法である。したがって、この発明ではセルラ電話機システムにおいて、最小限の付加ハードウェアやコスト、電力消費で、ＧＰＳの機能を備えることを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はワイヤレス通信システムにおいて位置特定を実行する新規で改良された方法および装置である。本発明の１つの実施形態は、それぞれ信号を送信する１組の衛星を使用して、基地局を有する地上ワイヤレス電話システム中の加入者ユニットで位置特定を実行する方法を含み、この方法は、１組の衛星からの各信号に対するデータ境界に関する情報を含む補助メッセージを基地局から加入者ユニットに送信し、相関コードを各信号に適用して対応する相関データを生成し、対応するデータ境界に先行する第１のインターバルに対して前記相関データを累積して第１の累積結果を生成し、前記対応するデータ境界に後続する第２のインターバルに対して前記相関データを累積して第２の累積結果を生成するステップを含む。
【０００５】
【発明の実施の形態】
この発明の特徴や目的、効果は、同じ参照符号が全体を通して対応したものを識別している図面を考慮に入れて以下に記述された詳細な説明からより明らかになる。
【０００６】
ワイヤレス通信システムにおいて位置特定を行うための新しく、そして改善された、方法と装置を説明する。例示的な実施形態はデジタルセルラ電話機システムの状況の中で説明する。この状況の中での使用は有用であるが、この発明の異なった実施形態を違った環境や構成に組み込んでもよい。一般に、ここに記述されるさまざまなシステムは、ソフトウェア制御プロッセサ、集積回路、ディスクリート論理回路を使用してもよいが、集積回路での実施が好ましい。出願を通し言及されるデータや命令、コマンド、情報、信号、シンボル、チップは、電圧、電流、電磁波、磁界や粒子、オプティカルフィールドや粒子、もしくはそれらの組み合わせによって有用に表現される。さらに各ブロック図で示されたブロックはハードウェアや方法のステップを表現する。
【０００７】
図１はグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）波形生成器のブロック図である。円にプラスの記号はモジューロ２加算を示す。一般にＧＰＳ配列は２４の衛星からなり、ナビゲーションのために使用される２１の宇宙飛行体（ＳＶｓ）と３つの予備からなる。各ＳＶは地上局を監視することによってＧＰＳ時間に同期されているクロックを含む。位置と時間を決めるために、ＧＰＳ受信機はいくつかの衛星から受信される信号を処理する。４つの未知数（ｘ，ｙ，ｚ，時間）を解決くために少なくとも４衛星が使われなければならない。
【０００８】
各ＳＶは２つのマイクロ波搬送波、すなわち標準ポジショニングサービス（ＳＰＳ）に使われる信号を搬送する１５７５．４２ＭＨｚのＬ１搬送波、そして精密ポジショニングシステム（ＰＰＳ）に必要とされる信号を搬送する１２２７．６０ＭＨｚのＬ２搬送波を送信する。ＰＰＳは政府機関に使用され、位置特定においてより高度な正確性を許容する。
【０００９】
Ｌ１搬送波は粗捕捉（Ｃ／Ａ）コードによって変調され、この粗捕捉コードは１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップ擬似ランダムコードであり、民間の位置特定サービスに使用される。（粗捕捉コードは、ここに記述される粗と微の捕捉と混同すべきではない。粗と微の捕捉は両方ともにＣ／Ａコードの使用に関係している。）各衛星は１ｍｓ毎ごとに繰り返されるそれ特有のＣ／Ａコードを持つ。ＰＰＳのために使われるＰコードは期間にして２６７日の１０．２３ＭＨｚコードである。Ｐコードは両搬送波で現れるが、Ｌ１搬送波上のＣ／Ａコードと９０度位相を異にしている。搬送波変調の前に、Ｃ／ＡコードとＰコードの両方で排他的論理和がとられる５０Ｈｚのナビゲーションメッセージは、衛星軌道と時間補正のようなシステム情報を提供する。
Ｌ１搬送波は粗捕捉（Ｃ／Ａ）コードによって変調され、この粗捕捉コードは１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップ擬似ランダムコードであり、民間の位置特定サービスに使用される。各衛星は１ｍｓ毎ごとに繰り返されるそれ特有のＣ／Ａコードを持つ。ＰＰＳのために使われるＰコードは期間にして２６７日の１０．２３ＭＨｚコードである。Ｐコードは両搬送波で現れるが、Ｌ１搬送波上のＣ／Ａコードと９０度位相を異にしている。搬送波変調の前に、Ｃ／ＡコードとＰコードの両方で排他的論理和がとられる５０Ｈｚのナビゲーションメッセージは、衛星軌道と時間補正のようなシステム情報を提供する。
Ｌ１搬送波は粗捕捉（Ｃ／Ａ）コードによって変調され、この粗捕捉コードは１．０２３Ｍｃｐｓで送信される１０２３チップ擬似ランダムコードであり、民間の位置特定サービスに使用される。各衛星は１ｍｓ毎ごとに繰り返されるそれ特有のＣ／Ａコードを持つ。ＰＰＳのために使われるＰコードは期間にして２６７日の１０．２３ＭＨｚコードである。Ｐコードは両搬送波で現れるが、Ｌ１搬送波上のＣ／Ａコードと９０度位相を異にしている。搬送波変調の前に、Ｃ／ＡコードとＰコードの両方で排他的論理和がとられる５０Ｈｚのナビゲーションメッセージは、衛星軌道と時間補正のようなシステム情報を提供する。
【００１０】
各衛星はゴールドコードと呼ばれるコードのファミリーに属する異なるＣ／Ａコードを持つ。それらの間の相互相関は小さいので、ゴールドコードが使用される。Ｃ／Ａコードは、図１．４−２に示される２つの１０段シフトレジスタを使用し生成される。Ｇ１生成器は多項式１＋Ｘ3+Ｘ10を使う一方、Ｇ２生成器は多項式１＋Ｘ2+Ｘ3+Ｘ6+Ｘ8+Ｘ9+Ｘ10を使う。Ｃ／Ａコードは、Ｇ２シフトレジスタの２ビットとＧ１シフトレジスタの出力を排他的論理和することによって生成される。
【００１１】
図２はこの発明の使用にしたがって構成されるセルラ電話機システムを非常に簡略化したブロック図である。移動電話機１０は、基地局制御局（ＢＳＣ）１４と結合されている基地局１２の間に位置する。移動スイッチングセンタＭＳＣ１６はＢＳＣ１４を公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）に接続する。動作の間、いくつかの移動電話機は、その他の移動電話機がスタンバイモードの間、基地局１２とインターフェースすることによって電話通話を行っている。
【００１２】
この発明の譲受人に譲渡され、また参照によりここに組み込まれている“ワイヤレスＣＤＭＡトランシーバの位置を決定するシステムおよび方法”と題する出願中の米国特許出願番号第０９／０４０，０５１号で説明されているように、位置特定は、移動電話機にＧＰＳ信号を迅速に捕捉させることを許容する「補助情報」を含む位置要求メッセージの送信によって容易にされる。この情報は宇宙飛行体のＩＤ番号（ＳＶ ＩＤ）と、推定コード位相と、推定コード位相周辺のサーチウィンドウサイズと、推定周波数ドップラーとを含む。この情報を使い、移動体ユニットはＧＰＳ信号を捕捉でき、またより早くその位置を特定することができる。
【００１３】
補助メッセージに応答して、移動体ユニットはＧＰＳ周波数に同調し、そして基地局によって示されたＳＶｓのために局部的に生成されたＣ／Ａシーケンスと受信信号を相関し始める。移動体ユニットは補助情報を使用してサーチ空間を狭め、ドップラー効果を補償し、時間相関を使用して各衛星に対する擬似範囲を獲得する。注意すべきは、それらの擬似範囲は、移動体ユニットの時間（ＣＤＭＡ受信機の合成システムの時間カウンタから参照される）に基づいていることであり、この移動体ユニットの時間はＧＰＳ時間を遅延したバージョンである。
【００１４】
この情報が一度計算されると、移動体ユニットは（望ましくは１／８チップ分解能の）各衛星に対する擬似範囲と測量がなされた時間を基地局に送る。その後移動体ユニットは通話を続けるためＣＤＭＡに戻る。
【００１５】
それゆえ情報を受け取ると、ＢＳＣは一方向遅延推定を使用して、移動体ユニット時間から基地局時間に擬似範囲を変換し、そしていくつかの球面の交差を解くことにより移動体ユニットの推定位置を計算する。
【００１６】
補助メッセージによって提供されるもう１つのパラメータは周波数ドップラーか、もしくはドップラーオフセットである。ドップラー効果は、送信機と受信機の間における相対速度による受信信号の周波数に見かけ上の変化として現れる。搬送波におけるドップラーの影響は周波数ドップラーと呼ばれる一方、ベースバンド信号における影響はコードドップラーと呼ばれる。
【００１７】
ＧＰＳのケースでは、周波数ドップラーは受信搬送波周波数を変えるため、影響は搬送波オフセットによる復調と同じである。基地局のＧＰＳ受信機は所要の衛星を積極的に追跡するので、衛星の動きによる周波数ドップラーが分かる。その上、その衛星は基地局と移動体ユニットからかなり遠くにあるために、移動体ユニットに見られるようなドップラーは、基地局によって見られるドップラーと事実上同じである。この発明の一実施形態において、周波数ドップラー値を補正するため、移動体ユニットは受信機にあるローテータを使用する。周波数ドップラーは、−４５００Ｈｚから＋４５００Ｈｚまでの範囲で変化し、変化の割合は毎秒１Ｈｚのオーダーである。
【００１８】
コードドップラーの影響は１．０２３ＭＨｚチップレートを変化させることであり、それは受信したＣ／Ａコードチップの幅を事実上、圧縮や拡大させる。この発明の一実施形態において、移動体ユニットは１．０２３／１５７５．４２の比率を周波数ドップラーに乗算することによってコードドップラーを補正する。移動体ユニットはその後、必要なように１／１６チップの増分で受信ＩＱサンプルの位相を変えること（遅れを取り入れること）によって、時間に関してコードドップラーを補正できる。
【００１９】
図３は、この発明の一実施形態にしたがって構成されるセルラ電話機（ワイヤレス加入者ユニット）の受信機部分のブロック図である。受信波形１００は、周波数Ｗｃ＋Ｗｄの搬送波で変調されたＣ／Ａ信号Ｃ(ｎ)としてモデル化したものであり、Ｗｃは１５７５．４２ＭＨｚの公称搬送波周波数であり、Ｗｄは衛星の動きによって作られたドップラー周波数である。ドップラー周波数は衛星が頭上真上である場合の０から最悪のケースにおける約４．５ｋＨｚまでの範囲で変化する。受信機のアナログ部分は周波数Ｗｒでランダムな位相の搬送波による復調としてモデル化でき、ローパスフィルタ処理がその後に続く。
【００２０】
結果として得られたベースバンド信号は、デジタルのＩとＱサンプルを作るために（図示していない）Ａ／Ｄコンバータを通され、これらのデジタルＩとＱサンプルは繰り返してサーチされるかもしれないので記憶される。そのサンプルはＣ／Ａコードチップレートの２倍で発生するが(チップ×２)、これは微サーチアルゴリズムを行うため必要なものよりも低い分解能であるが、１８ｍｓサンプルデータを妥当な量のメモリに記憶させることを許容する。一般に、１８ｍｓが好ましい積分期間である場合に、ほとんどの環境条件での捕捉を許容するため、１０ｍｓより長い何らかの時間の間サーチを実行することが望ましい。このような環境条件は、内部であることや、衛星への直接的な視野がないことが含まれる。
【００２１】
動作の間、そのサンプルは初めにドップラー周波数オフセットを補正するためローテータ１０２によって回転される。回転されたＩとＱのサンプルは、衛星のＣ／Ａシーケンスのさまざまなオフセットと相関がとられ、結果として得られる積は積分器１０４によってＮｃチップの間でコヒーレントに積分される。コヒーレント積分合計は、未知の位相オフセットの影響を取り除くため、２乗され、お互いに加算される。特定のオフセットのための仮定テストを増やすために、いくつかのコヒーレントインターバルが、非コヒーレントに結合される。この逆拡散は、衛星信号の時間オフセットを明らかにするため、さまざまな時間オフセットで繰り返し行なわれる。ローテータ１０２は衛星の動きによって作られた周波数ドップラーを取り除く。ローテータ１０２は、（好ましくは１０Ｈｚインターバルに量子化された）基地局によって指定されたドップラー周波数を使用し、ＩとＱサンプルを回転させて周波数オフセットを取り除く。
【００２２】
この発明の一実施形態において、回転はコヒーレント積分ウィンドウに対してのみ連続的である。すなわち、例えば１ｍｓというコヒーレント積分期間の間においてローテータが止まる。結果として得られたどの位相差も、２乗と合計によって排除される。
【００２３】
図４は、この発明の一実施形態にしたがって構成される受信機のもう１つのブロック図であり、受信機のローテータ部分がより詳細に描写されている。
【００２４】
図５は、この発明の代替実施形態にしたがって構成された受信機である。この発明の内部実施形態は、入力サンプルの代わりに、ローカル的に生成されるＣ／Ａシーケンスを回転させることによって、コヒーレント積分期間の間にローテータを止める能力を利用する。
【００２５】
示されているように、Ｃ／ＡシーケンスＣ(ｎ)は、シヌソイドＳＩＮ(ＷｄｎＴｃ)とＣＯＳ(ＷｄｎＴｃ)の適用によって回転され、その後記憶される。Ｃ／Ａシーケンスの回転は、各衛星に対して一度行う必要があるだけである。したがって、Ｃ／Ａシーケンスを回転させることは、必要とされる計算量を減らす。また、これは、この発明の一実施形態においてこの計算を行うために使用されるＤＳＰにおけるメモリを節約することにもなる。
【００２６】
位置特定アルゴリズムの性能を低下させているもう１つの重要な障害は、移動体ユニットの内部クロックにおける周波数誤差である。１ｍｓのオーダーの短いコヒーレント積分時間の使用を余儀なくさせているのはこの周波数誤差である。より長い時間期間を通してコヒーレント積分を行うことが望ましい。
【００２７】
例示的な構成において、移動体の束縛なく動作する（内部の）局部発振器クロックは、＋／−５ｐｐｍの周波数公差を持つ１９．６８ＭＨｚ水晶である。このことは＋／−７５００Ｈｚのオーダーの大きな誤差を引き起こす原因になる可能性がある。このクロックはＧＰＳ信号の復調に使われる搬送波を生成するのに使用されるので、クロック誤差は信号捕捉時間に加わる。サーチに利用可能な時間はとても小さいために、周波数公差によるこの大きさの誤差は許容できず、大きく減らさなければならない。
【００２８】
この発明の一実施形態において、より長いコヒーレント積分時間を許容するために、ＣＤＭＡ受信機は、ＣＤＭＡパイロットから捕捉されるタイミングを使い、もしくは利用できるタイミング情報の他の何らかのソースを使用して、局部発振器の誤差を補正する。これは、可能な限り１９．６８ＭＨｚに近く局部発振器クロックを同調するのに使われる制御信号を作り出す。ＲＦユニットがＣＤＭＡからＧＰＳに切り替わるとき、局部発振器クロックに加えられる制御信号は固定される。
【００２９】
補正は基地局（もしくは他のソース）からのタイミング情報を使用して補正が行われた後でさえ、何らかの付加的なクロック誤差が残る。この発明の一実施形態において、補正後に結果として得られた周波数の不正確さは＋／−１００Ｈｚである。この残余誤差は依然として受信機の性能を低下させ、そして一般的に、より長いコヒーレント積分時間を妨害してしまう。この発明の一実施形態では、残余誤差は、性能を低下させる１ｍｓより長い持続期間に、非コヒーレント積分を行うことによって簡単に避けられる。
【００３０】
図１に示したように、５０HｚのＮＡＶ／システムデータもＬ１搬送波に変調される。（０から１や１から０）といったデータの遷移が、半分のコヒーレント積分ウィンドウの２つ間で起これば、その２つの半分のものはお互いに打ち消してしまうため、結果として得られるコヒーレント積分合計は零になるであろう。これは最悪のケースで１だけ非コヒーレント記憶数を有効に減らす。全衛星のデータ境界は同期されているが、経路遅延の相違のため移動体ユニットに同時に到達しない。この経路遅延は事実上、受信データ位相をランダムにする。
【００３１】
この発明の一実施形態において、異なる信号における異なるデータ位相の問題は、基地局から移動体ユニットに送られる補助情報に位相データを含めることである。基地局は５０Ｈｚのデータを復調しているので、データ遷移が各衛星に対していつ発生するかは分かる。一方向遅延の知識を使用して、データ遷移が（２０の範囲の中からの）どの１ｍｓインターバルで起こるかを示すことにより、基地局は例えば（衛星ごとに）５ビットでデータ位相を符号化できる。
【００３２】
コヒーレント積分ウィンドウが５０Ｈｚのデータの境界をまたぐ場合には、コヒーレント積分は２つのセクションに分けられる。１つのセクションはデータ境界に先立ち、１つのセクションはデータ境界に続く。例えば、もしＥｎ１が、データ境界に先行するウィンドウすなわちこのウィンドウの最初の半分に対するコヒーレント積分合計であり、Ｅｎ２がデータ境界に続くウィンドウに対するコヒーレント積分合計であれば、移動体ユニットはその後、位相の変化を補償するため、（データが同じのままであれば）（Ｅｎ１＋Ｅｎ２）、（データが変化していれば）（Ｅｎ１−Ｅｎ２）の中から（大きさが）最大の方を選択する。移動体ユニットは、このデータウィンドウに対して２つの半分を非コヒーレントに結合するか、もしくは完全にこのデータウィンドウを避けるオプションも持っている。この発明の代替実施形態において、移動体ユニットは、合計を２乗した大きさと１ｍｓコヒーレント積分における差とを比較することにより、基地局からの補助情報なしでデータ遷移を発見しようと試みる。
【００３３】
この発明の一実施形態において、ファームウエアベースのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）アプローチがＧＰＳ処理を行うために使われる。ＤＳＰはチップ×２（２．０４６ＭＨｚ）か、チップ×８（８．１８４ＭＨｚ）のレートでＩとＱサンプルを受信し、そして、その内部ＲＡＭに４ビットのＩとＱサンプルのスナップショットを記憶する。
【００３４】
例示的な実施形態において、ＤＳＰは、Ｃ／Ａシーケンスを生成し、周波数ドップラーを排除するために回転を行い、各衛星に対して基地局によって提供されるサーチウィンドウを通して相関をとる。ＤＳＰは、コヒーレント積分と非コヒーレント結合を行い、そしてコードドップラーを補償するのに必要なようにＩＱサンプルデシメータをスリューさせる。
【００３５】
計算とメモリを節約するため、初めのサーチはチップ分解能を使用して行われ、そして（より高い）１／８チップ分解能を得るためのより微細なサーチは、最良のインデックスのあたりで行われる。システム時間は（局部発振器から引き出される）ハードウェア生成された１ｍｓインターラプト信号をカウントすることによって維持される。
【００３６】
さらに、この発明の一実施形態において、微サーチはさまざまなチップ×８オフセットで１つのチップの持続期間に対して、チップ×８サンプル（より高分解能）を記憶することにより行われる。相関コードは記憶された値に適用され、これは特定のチップ×８オフセットで変化する相関値をもたらす。これはコードオフセットをチップ×８分解能で決定させることを許容する。
【００３７】
図６は、この発明の一実施形態にしたがって行われるときに、位置特定手順の間に局部発振器誤差を補正するために実行されるステップを描写しているフローチャートである。ステップ５００では、局部発振器が最近補正されたかどうかが決定される。もし補正されていなければ、パイロットが基地局から捕捉され、そして、局部発振器誤差はステップ５０２でパイロットタイミングと比較することにより決められ、そして、補正信号がその誤差をもとにして生成される。
【００３８】
フローはその後ステップ５０４に導かれ、そこで補正信号は現在値で固定される。ステップ５０６では、ＧＰＳモードに入り、補正されたクロックを使い位置特定を行う。一度、位置特定が行われると、移動体ユニットはステップ５０８でＧＰＳモードを離れる。
【００３９】
図７は、この発明の一実施形態にしたがって構成されるＤＳＰ受信機システムの描写である。ＤＳＰは最小限に加えたハードウェアで全体のサーチ動作を行う。ＤＳＰコア３０８、モデム３０６、インターフェースユニット３００、ＲＯＭ３０２、メモリ（ＲＡＭ）３０４はバス３０６を介して結ばれている。インターフェースユニット３００は（図示されていない）ＲＦユニットからＲＦサンプルを受け取り、ＲＡＭ３０４にそのサンプルを提供する。ＲＦサンプルは、粗分解能や微分解能で記憶することができる。ＤＳＰコア３０８は、メモリ３０４とともにＲＯＭ３０２にも記憶されている命令を使って、メモリに記憶されているサンプルを処理する。メモリ３０４は、そのいくつかはサンプルを記憶し、またいくつかは命令を記憶する複数の“バンク”を備えている。モデム３０６は通常モードの間はＣＤＭＡの処理を行う。
【００４０】
図８は、位置特定動作の間に行われるステップのフローチャートである。位置特定動作は補助メッセージが受信される時に始まり、ＲＦシステムはステップ６００でＧＰＳ周波数に切り替えられる。ＲＦシステムがＧＰＳ周波数を受信するため切り替えられる時、周波数追跡ループが固定される。ＤＳＰは補助情報を電話機マイクロプロセッサから受信し、ドップラーの大きさによって衛星を分類する。
【００４１】
ステップ６０２で、粗サーチデータがＤＳＰ ＲＡＭに記憶される。ＤＳＰは数百マイクロセカンドの入力データを受け取って、Ｒｘ ＡＧＣをセットする。ＤＳＰはシステム時間を記録し、その内部ＲＡＭにチップ×２のＩＱデータの１８ｍｓウィンドウ（ＤＳＰメモリの限度）を記憶し始める。隣接するデータのウィンドウを使用してコードドップラーの影響が軽減される。
【００４２】
一度データが記憶されると、粗サーチがステップ６０４にて行われる。ＤＳＰは粗サーチ（チップ×２分解能）を始める。各衛星に対して、ＤＳＰはＣ／Ａコードを生成し、周波数ドップラーに基づいてコードを回転させ、Ｃ／Ａコードの記憶された粗サーチデータへの適用を繰り返すことにより、基地局によって指定されたサーチウィンドウに対して相関をとる。衛星は同じ１８ｍｓデータウィンドウに対して処理され、各衛星に対して、しきい値を超える最良のチップ×２仮定が得られる。（９非コヒーレント積分で）２ｍｓのコヒーレント積分時間が、この発明の一実施形態で使われているが、以下に記述するように、付加的な調整を行うことが好ましいものの、より長いコヒーレント積分時間（例えば１８ｍｓ）を使用することができる。
【００４３】
一度、粗サーチが行われると、ステップ６０６で微サーチが行われる。微サーチを始める前に、ＤＳＰは各衛星に対して回転されたＣ／Ａコードを計算する。これはＤＳＰがリアルタイムで微サーチを処理できるようにする。微サーチ（チップ×８分解能）を行う際、衛星は異なるデータに対して一度に１つ処理される。
【００４４】
ＤＳＰは最初にデシメータをスリューさせて所定の衛星に対するコードドップラーを補償する。ＤＳＰは、またチップ×８サンプルの１ｍｓコヒーレント積分ウィンドウを記憶する前に、次の１ｍｓ境界を待つ間、Ｒｘ ＡＧＣ値をリセットする。
【００４５】
ＤＳＰはこの１ｍｓコヒーレント積分ウィンドウで、５つの隣接するチップ×８分解能仮定を処理し、ここで中心になる仮定は粗サーチで得られる最良の仮定である。次の１ｍｓウィンドウを処理した後、結果はコヒーレントに結合され、この２ｍｓ合計は全てのＮｎ反復に対して非コヒーレントに結合される。
【００４６】
（デシメータを変えることから始める）このステップは、全ての衛星が処理されるまで、次の衛星に対して同じデータで繰り返される。もし２衛星に対するコードドップラーが大きさにおいて似ていれば、要求されるデータセットの数を減らすために、同じデータを通して両衛星を処理することが可能となるであろう。最悪のケースでは、１ｍｓの２＊Ｎｎデータウィンドウの８セットが微サーチのために使われる。
【００４７】
最後にステップ６０８で、結果がマイクロプロセッサに報告され、ボコーダ処理は通話が継続できるようにＤＳＰ内で再スタートされる。ＤＳＰはマイクロプロセッサに擬似範囲を報告し、マイクロプロセッサはそれらを基地局に送る。マイクロプロセッサがボコーダプログラムコードをＤＳＰメモリに再ダウンロードした後、ＤＳＰはそのデータメモリを消去し、ボコーダを再スタートさせる。
【００４８】
図９は、粗サーチの後に行われる微サーチを描写した図である。粗サーチにおける最良のチップ×２位相を分離した後、ＤＳＰはチップ×８分解能を得るために、この位相のあたりの微サーチを行う。
【００４９】
微サーチで比較するための５つの位相は、長方形に閉じて表されている。最良のチップ×２位相は、同じ１組のデータを通して比較できるように、再評価される。これは粗サーチと微サーチが、異なる積分時間を使用できるようにする。微サーチは、各衛星がコードドップラーに対して異なる値を持っているかもしれないので、各衛星に対して別々に行われる。
【００５０】
図１０は、この発明の一実施形態にしたがって行われたときの、サーチプロセスのタイムラインを表したものである。（粗と微のサーチ）全処理時間は、この発明の一実施形態において約１．３２４秒であり、これは通話をインターラプトするが、いったんサーチが行われると、依然として通話を継続できるようにする。１．３２４秒の総サーチ時間は上限の境界であり、なぜなら、ＤＳＰは全８衛星をサーチし、各衛星は６８チップのサーチウィンドウを持っていることが仮定されるからである。全１．３２４秒が必要とされる確率は小さいが、それは衛星軌道の幾何学的配置のためである。
【００５１】
初めの１８ｍｓ８０の間に、ＩＱサンプルデータがＧＰＳ周波数で集められる。期間８２の間には、粗サーチは内部的に実行され、これは１．１３秒まで続くが、おそらく衛星信号が識別されるとすぐに終了する。一度、粗サーチが行われると、Ｃ／Ａコードが２４ｍｓかかる時間期間８４の間に計算される。時間期間８６の間に、スリュー値がコードドップラーに対して調整され、Ｒｘ ＡＧＣがさらに調整される。時間期間８６の間に連続的な調整を実行して、時間期間８８の間に、微サーチがＩＱデータサンプルにおいて行われ、１８ｍｓの積分時間の使用は、受信Ｃ／Ａコード位相が１チップの１／１６より少ない量だけシフトされるので、ドップラーコードを無視することを許容する。８つまでの衛星に対して８つまでのシーケンスの調整と微サーチが実行され、そのとき位置特定手順が終了する。
【００５２】
さらに、この発明のいくつかの実施形態において、位置特定手順が行われる間に、電話機は基地局にリバースリンクフレームを送信し続ける。これらのフレームは、単に基地局が加入者ユニットと同期をとったままにできるようにヌル情報を含んでいてもよく、もしくはフレームは、電力制御コマンドや情報要求のような付加情報を含んでいてもよい。ＲＦ回路が利用できる時にＧＰＳサンプルが集められていない場合や、十分なＲＦ回路が利用できればＧＰＳサンプルが集められる間に、これらのフレーム送信を実行することが好ましい。
【００５３】
１８ｍｓの積分時間の使用はコードドップラーの影響を回避するが、５０ＨｚレートでＧＰＳ信号に対してのデータの送信は、もしデータの変化が（上記に記述したように）１８ｍｓのプロセス期間内に起これば、問題を引き起こす。データの変化は信号位相をシフトさせる。５０Ｈｚのデータ境界は各衛星に対して異なった場所で起こる。各衛星に対する５０Hｚ遷移の位相は、各衛星から電話機への変化する経路長によって事実上ランダムになる。
【００５４】
最悪のケースでは、データビットがコヒーレント積分インターバルの中間において反転されると、コヒーレント積分は完全に失敗する。この理由のために、この発明の代替実施形態において、（上記にも記述したが）基地局は各衛星のデータ遷移境界を電話機に通信しなければならない。データの送信境界は（遷移が各衛星に対して起こるミリセカンドインターバルを示す１組の５ビットメッセージ中のような）基地局から送られる補助メッセージにも含まれていることが好ましい。電話機はこの境界を使用して衛星に対するコヒーレント積分インターバルを２つに分割し、これらの２つのインターバル中のコヒーレント積分合計を加えるか減じるかどうかを決める。したがって、各ＧＰＳ信号のデータ境界も含めることにより、位置特定手順の信頼性が増大する。
【００５５】
この発明の例示的な実施形態において、何らかの周波数の不確実性は、コヒーレント積分時間に伴い増えるＥｃ／Ｎｔにおける損失を生み出す。例えば、表１に示すように、＋／−１００Ｈｚの不確実性では、Ｅｃ／Ｎｔの損失はコヒーレント積分時間が増加するにしたがって急速に増加する。
【表１】
上記にも示したように、移動体ユニット中の局部発振器の未知の周波数オフセットが常にいくつか存在する。より長いコヒーレント逆拡散と積分が実行されるのを妨げているのはこの未知の周波数オフセットである。未知の周波数オフセットの影響を減らすことができるのであれば、より長いコヒーレントはプロセスを改善するであろう。
【００５７】
この発明の一実施形態において、サーチ空間を２次元に拡げて周波数サーチを含めることによって、この未知の周波数オフセットが消去される。各仮定に対して、いくつかの周波数サーチが行われ、各周波数サーチは周波数オフセットが既知の値であると仮定する。周波数オフセットの間隔をあけることによって、加えられた計算とメモリを犠牲にして、周波数の不確実性を任意の小さな値に減らすことができる。例えば、５つの周波数仮定が使われる場合と、結果として得られるサーチ空間は図１０に示された通りとなる。
【００５８】
移動体ユニットの典型的動作仕様である、＋／−１００Ｈｚ周波数の不確実性に対して、この構成は最大周波数オフセットを２０Ｈｚに減らす（仮定の１つは実際の周波数オフセットの２０Ｈｚ以内にならなければならない）。２０ｍｓのコヒーレント積分時間により、２０Ｈｚの周波数オフセットでのＥｃ／Ｎｔの損失は２．４２ｄＢである。周波数仮定の数を倍にして１０にすると、周波数の不確実性は１０Ｈｚに減らすことができ、それは０．５８ｄＢのＥｃ／Ｎｔ損失になる。しかしながら、付加的な仮定を付け加えることはサーチ空間を拡大し、これは計算とメモリの要求の両方を増加させる。
【００５９】
この発明の一実施形態は、周波数ドップラーで周波数オフセットを１つに扱うことにより、また各周波数仮定に対して新しい回転されたＰＮコードを計算することによって周波数仮定を計算する。しかしながら、これは周波数仮定の数を全計算における倍数的に増加する要因にし、それは、５つの周波数仮定は５倍の計算を意味している。
【００６０】
あるいは、周波数の不確実性はドップラー周波数と比較して小さいので、回転位相はこの発明のもう１つの実施形態において、１ｍｓのインターバル（８０Ｈｚ仮定の期間の８％）を通して一定であるとみなすことができる。それゆえ、コヒーレント積分インターバルを、１ｍｓのサブインターバルまでに分けることによって、サブインターバルの積分合計は、３次の大きさによって周波数サーチを計算するのに必要がある付加された計算を減らすために回転される。結果としてより長いコヒーレント逆拡散を行うことができ、性能が改善される。
【００６１】
図１２はより長いコヒーレント逆拡散アプローチの使用にしたがって構成された受信機のブロック図である。第１組の乗算器５０は、回転されたＣ／ＡコードとＩＱサンプルを相関することにより周波数ドップラーを補償する。これは修正されていないＣ／Ａコードとの相関の前に、ＩＱサンプルを回転させることと同等である。周波数ドップラーは４５００Ｈｚと同じ位大きくなりえるので、回転は全てのチップに適用される。累算器５２を使用して１ｍｓのインターバル（１０２３チップ）を通してコヒーレントに積分した後、第２組の乗算器５４が周波数仮定を実現するために１ｍｓの積分合計（−Ｉと−Ｑ）を回転させる。回転された合計はその後、コヒーレント積分インターバル全体を通して加算される。
【００６２】
周波数ドップラーの回転がメモリと計算を節約するため１０２３チップでのみ計算されたことを思い出す。１ｍｓより長いコヒーレント積分時間に対して、各コヒーレント積分合計は、位相オフセットによって乗算され、回転の位相を時間的に連結にする。これを数学的に表すと、周波数ドップラーの回転を伴う１ｍｓコヒーレント積分合計は次のように表すことができる。
【数１】
ここでＩ(ｎ)とＱ(ｎ)はそれぞれＩとＱチャネルで受けた入力サンプルであり、ｃ(ｎ)は回転されていないＣ／Ａコードであり、ｗｄは周波数ドップラーであり、Ｔｃはチップインターバルである（０．９７７５μｓ）。２ｍｓコヒーレント積分合計は次のように表すことができる。
【数２】
ここでＳ１は、第１の１ｍｓ積分合計であり、Ｓ２はＳ１を計算するのに使用されたのと同じ回転されたＣ／Ａ値を使用して計算された第２の１ｍｓ積分合計である。
【数３】
の項は、同一の回転された値を使用して補償する位相オフセットである。同様に３ｍｓコヒーレント積分合計は次のように表すことができる。
【数４】
同一の１０２３要素の回転されたＣ／Ａシーケンスを使用しながら積分時間を広げるため、(ｎ＋１)個の１ｍｓ積分合計は、全合計に加えられる前に、
【数５】
によって乗算されなければならない。これは１ｍｓ積分合計の回転であるため、２度の回転を行わなければならないのを避けるため、周波数サーチと共にこの動作を結合できる。すなわち、
【数６】
周波数仮定をサーチし周波数ドップラー位相オフセットを消去するために、(ｎ＋１)番目の１ｍｓ積分合計に、
【数７】
を乗算することができる。
【００７０】
周波数の不確実性は衛星によるものではないため、周波数サーチは一衛星を捕捉した後、減らすことができることに留意すべきである。より長いコヒーレント積分が望まれているのならば、さらに微細な周波数サーチを行うことができる。
【００７１】
この発明の例示的な実施形態において、微サーチは２つの違いがあるが粗サーチに似た方法で行われる。初めに積分インターバルは、２乗して非コヒーレントに加算する代わりに、常にコヒーレントに加算される。次に、（粗サーチの後に知られるべき）周波数の不確実性を取り除くための回転は、周波数ドップラー位相オフセットと結合され、そしてお互いに加算する前に、１ｍｓコヒーレント積分インターバルを回転させるのに使われる。
【００７２】
この発明における代替実施形態において、チップ×２データのコヒーレント積分ウィンドウは１８ｍｓよりも長い積分時間に対して積分される。この実施形態では付加的なメモリが利用できると便利である。１８ｍｓよりも長いコヒーレント積分に対して、５０Ｈｚデータ境界は、より短い積分時間と同じように処理される。基地局は各衛星に対して境界がどこであるのかを示し、ＤＳＰはそのランニング合計から、もしくはランニング合計に、２０個の１ｍｓコヒーレント積分期間の合計を加えるか、もしくは差し引くかを決める。
【００７３】
しかしながら、周波数の不確実性と積分時間の定数の積が、Ｅｃ／Ｎｔの損失に影響を及ぼすため、周波数の不確実性は、長いコヒーレント積分インターバルに対して非常に小さく減らされなければならない。２０Ｈｚ周波数の不確実性を持つ２０ｍｓ積分は結果的に２．４２ｄＢのＥｃ／Ｎｔの損失になるので、４００ｍｓの積分時間で同じ損失を維持するためには、周波数の不確実性を１Ｈｚに減少させることが必要である。この問題を補正するために、周波数の不確実性は、階層的方法で１Ｈｚまで減らされる。例えば、第１の周波数サーチは、不確実性を１００Ｈｚから２０Ｈｚに減らし、第２のサーチは不確実性を４Ｈｚまで減らし、第３のサーチは不確実性を１Ｈｚまで減らす。周波数サーチは、基地局から得られた周波数ドップラーの誤差をも補償するであろう。
【００７４】
さらに、より長い積分を行うために似たようなドップラーを持った衛星だけが長い積分時間の同じデータを通してサーチされるが、それはドップラーコードが各衛星で異なるためである。ＤＳＰは一チップの１／１６をスリップさせるのにどれぐらいかかるかを計算し、コヒーレント積分データウィンドウを集めるのにしたがってデシメータをスリューさせる。加えて、この実施形態において複数のデータウィンドウがとられる。
【００７５】
このように、ワイヤレス通信システムにおいて位置特定を行うための方法と装置を説明した。好ましい実施形態の先の記述は、当業者がこの発明を作り使用出きるように提供されている。これらの実施形態のさまざまな改良は、当業者に容易に明らかになり、ここに規定された一般的な原理は、独創的能力なしでも他の実施形態に適用できるであろう。したがって、この発明はここに示された実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここで開示された原理や新しい構成と矛盾しない最も広い範囲に一致すべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）波形生成器のブロック図。
【図２】 この発明の使用にしたがって構成されたセルラ電話システムの非常に簡略化したブロック図。
【図３】 発明の一実施形態にしたがって構成された受信機のブロック図。
【図４】 図３で描写した受信機のもう１つのブロック図。
【図５】 発明の代替実施形態にしたがって構成された受信機。
【図６】 位置特定の動作の間に行われるステップのフローチャート。
【図７】 発明の一実施形態にしたがって構成されたＤＳＰのブロック図。
【図８】 発明の一実施形態にしたがって行われるサーチの間に行われるステップを説明するフローチャート。
【図９】 微と粗サーチが、発明の一実施形態において行われる位相を説明するタイムライン。
【図１０】 発明の一実施形態にしたがって行われるときのサーチプロセスのタイムライン。
【図１１】 サーチ空間の図。
【図１２】 発明のもう１つの実施形態にしたがった受信機のブロック図。
Claims (6)
- 移動体ユニットにおいて、
データ位相情報を地上通信システムから受信するように適合され、信号をＧＰＳ衛星から受信するように適合されているコヒーレント積分器を具備し、
データ位相情報は、衛星信号中の対応するデータ境界に対するデータ遷移のタイミングを示し、衛星信号中のデータ境界がコヒーレント積分の時間のウィンドウ内で発生したときに、衛星信号中のデータ境界にそれぞれ時間的に先行および時間的に後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１セクションおよび第２のセクションに対して衛星信号をコヒーレントに積分するためにデータ位相情報が使用され、
時間の第１のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第１の結果を発生させ、
時間の第２のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第２の結果を発生させ、
時間的に先行および時間的に後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１のセクションおよび第２のセクションに対して衛星信号をコヒーレントに積分することは、
第１の結果と第２の結果とを加算して、第１の完全累積結果を生成させることと、
第２の結果から第１の結果を減算して、第２の完全累積結果を生成させることと、
第２の完全累積結果より大きさが大きいときに、第１の完全累積結果を選択することと、
第１の完全累積結果より大きさが大きいときに、第２の完全累積結果を選択することとを含む移動体ユニット。 - データ位相情報は複数の値を表現し、複数の値の各値は衛星信号中のデータ境界の特定のタイミングを表現する請求項１記載の移動体ユニット。
- 移動体ユニット中の機械読取り可能媒体において、
（ａ）データ位相情報を地上通信システムから受信するステップと、
（ｂ）信号をＧＰＳ衛星から受信するステップと、
（ｃ）衛星信号中のデータ境界がコヒーレント積分の時間のウィンドウ内にあるときに、衛星信号中のデータ境界にそれぞれ先行および後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１のセクションおよび第２のセクションに対して衛星信号に関するコヒーレント積分を、データ位相情報を使用して実行するステップとをプログラム可能なデバイスに実行させるように適合されている実行可能なデータを含み、
データ位相情報は、衛星信号中の対応するデータ境界に対するデータ遷移のタイミングを示し、
時間の第１のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第１の結果を発生させ、
時間の第２のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第２の結果を発生させ、
コヒーレント積分を実行するステップは、
第１の結果と第２の結果とを加算して、第１の完全累積結果を生成させるステップと、
第２の結果から第１の結果を減算して、第２の完全累積結果を生成させるステップと、
第２の完全累積結果より大きさが大きいときに、第１の完全累積結果を選択するステップと、
第１の完全累積結果より大きさが大きいときに、第２の完全累積結果を選択するステップを含む機械読取り可能媒体。 - 移動体ユニット中の機械読取り可能媒体において、
少なくとも１つのデータ境界を持つ衛星信号をＧＰＳ衛星から受信するステップと、
衛星信号内のデータ境界のうちの少なくとも１つのタイミングに関する情報を含んでいる補助メッセージを含む第２の信号を、地上通信ネットワークから受信するステップと、
相関コードを衛星信号に適用して、相関データを発生させるステップと、
衛星信号内のデータ境界の第１のデータ境界に先行する第１の時間インターバルに対して相関データを累積して、第１の累積結果を発生させるステップと、
衛星信号内のデータ境界の第１のデータ境界に後続する第２の時間インターバルに対して相関データを累積して、第２の累積結果を発生させるステップと、
第１の累積結果と第２の累積結果とを加算して、第１の完全累積結果を生成させるステップと、
第２の累積結果から第１の累積結果を減算して、第２の完全累積結果を生成させるステップと、
第２の完全累積結果より大きさが大きいときに、第１の完全累積結果を選択するステップと、
第１の完全累積結果より大きさが大きいときに、第２の完全累積結果を選択するステップとをプログラム可能なデバイスに実行させることができる実行可能なデータを含む機械読取り可能媒体。 - 移動体ユニットにおける方法において、
衛星信号中の対応するデータ境界に対するデータ遷移のタイミングを示すデータ位相情報を地上通信システムから受信することと、
信号をＧＰＳ衛星から受信することと、
衛星信号中のデータ境界がコヒーレント積分の時間のウィンドウ内で発生したときに、データ位相情報を使用して、衛星信号中のデータ境界にそれぞれ時間的に先行および時間的に後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１セクションおよび第２のセクションに対して衛星信号をコヒーレントに積分することとを含み、
時間の第１のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第１の結果を発生させ、
時間の第２のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第２の結果を発生させ、
データ位相情報を使用して、時間的に先行および時間的に後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１のセクションおよび第２のセクションに対して衛星信号をコヒーレントに積分することは、
第１の結果と第２の結果とを加算して、第１の完全累積結果を生成させることと、
第２の結果から第１の結果を減算して、第２の完全累積結果を生成させることと、
第２の完全累積結果より大きさが大きいときに、第１の完全累積結果を選択することと、
第１の完全累積結果より大きさが大きいときに、第２の完全累積結果を選択することとを含む方法。 - 移動体ユニットにおいて、
衛星信号中の対応するデータ境界に対するデータ遷移のタイミングを示すデータ位相情報を地上通信システムから受信する手段と、
信号をＧＰＳ衛星から受信する手段と、
衛星信号中のデータ境界がコヒーレント積分の時間のウィンドウ内で発生したときに、データ位相情報を使用して、衛星信号中のデータ境界にそれぞれ時間的に先行および時間的に後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１セクションおよび第２のセクションに対して衛星信号をコヒーレントに積分する手段とを具備し、
時間の第１のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第１の結果を発生させ、
時間の第２のセクションに対する衛星信号のコヒーレント積分が第２の結果を発生させ、
データ位相情報を使用して、時間的に先行および時間的に後続する、コヒーレント積分の時間のウィンドウにおける時間の第１のセクションおよび第２のセクションに対して衛星信号をコヒーレントに積分する手段は、
第１の結果と第２の結果とを加算して、第１の完全累積結果を生成させる手段と、
第２の結果から第１の結果を減算して、第２の完全累積結果を生成させる手段と、
第２の完全累積結果より大きさが大きいときに、第１の完全累積結果を選択する手段と、
第１の完全累積結果より大きさが大きいときに、第２の完全累積結果を選択する手段とを備える移動体ユニット。
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