CN1316699C - 用于光发射设备的驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种驱动电路具备一个源跟随器电路2、一个源跟随器电路3和一个PMOS-FET4，其中，该源跟随器电路2由连接到光发射装置1的阳极侧上并且适合于直接激励光发射装置1的一个NMOS-FET组成；该源跟随器电路3由一个PMOS-FET(该PMOS-FET栅极端子被连接到由NMOS-FET组成的源跟随器电路2的源极端)组成；该PMOS-FET4适合于提供一个电流给由PMOS-FET组成是的源跟随器电路3。

Description

用于光发射设备的驱动电路

技术领域

本发明涉及一种用于光发射设备的驱动电路。

背景技术

一种用于把激光二极管激励为光发射设备的传统驱动电路被构造在如图4所示的结构中。明确地，PMOS-FET41的漏极端子被连接到阴极接地的接地的激光二极管40的阳极一侧，以便直接激励激光二极管40。可是，在CD-R/W、DVD等等的情况下，激光二极管40和激励IC(在这种情况下为PMOS-FET 41)彼此相隔好几厘米或者更远。在此结构中，一条线路42把激光二极管40连接到PMOS-FET 41。由于线路42一定产生一个电感组件，由于谐振出现峰值和阻尼振荡，这是产品使用中的一个重要问题。

图5是一张附图，用来表示用于激励光发射设备的的传统驱动电路的仿真结果。图5示出了由于如上所述的谐振所引起的峰值和阻尼振荡(peaking and ringing)的出现。迄今为止，使用电线材料抵抗″共振″已经得到了成果，并且研究已经通过在图4中显示的结合垫片43和地之间串联地插入一个电阻R和一个电容C的方法得到实施。

发明内容

然而，有线原料的额外费用使之难以减少产品成本。鉴于生产和散射，插入电阻R和电容C的方法也不是一个所希望的方法。

图6是一张附图，其依靠PMOS-FET用来显示对激光二极管的驱动电路的一个例子，并且图7是一张附图，其用来显示在图6中显示的驱动电路的一个等效电路。在这个电路中谐振电路常数Q的理论计算的结果将在下面被介绍。在以下讨论中，g_m1和g_m2代表互导，gd1是一个漏极电导，L是一个电感，而且C是电容。

$g_{m1}{V}_{\mathrm{gs}1}+V_1(s{C}_1+g{d}_1)+\frac{V_1-V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{sL}}=0...\left(1\right)$

$\frac{V_{\mathrm{out}}-V_1}{\mathrm{sL}}+V_{\mathrm{out}}(g{m}_2+s{C}_{\mathrm{out}})=0...\left(2\right)$

从等式(2)，我们可以导出V₁如下

$\frac{V_{\mathrm{out}}-V_1}{\mathrm{sL}}=-V_{\mathrm{out}}(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})...\left(3\right)$

V_out＝-V_outsL(g_m2+sC_out)+V₁    …(4)

V₁＝V_out{1+sL(g_m2+sC_out)}      …(2)’

通过把(2)式代入(1)式，我们可以修改等式(1)如下。

$g_{m1}{V}_{\mathrm{in}}+V_1(s{C}_1+g{d}_1+\frac{1}{\mathrm{sL}})-\frac{V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{sL}}=0...\left(5\right)$

$g_{m1}{V}_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{out}}\{1+\mathrm{sL}(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})\}(s{C}_1+g{d}_1+\frac{1}{\mathrm{sL}})-\frac{V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{sL}}=0...\left(6\right)$

$V_{\mathrm{out}}\left[\right\{1+\mathrm{sL}(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})\}(s{C}_1+g{d}_1+\frac{1}{\mathrm{sL}})-\frac{1}{\mathrm{sL}}]=-g_{m1}{V}_{\mathrm{in}}...\left(7\right)$

那么我们获得V_out/V_in如下。

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{-g_{m1}}{\{1+\mathrm{sL}(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})\}(s{C}_1+g{d}_1+\frac{1}{\mathrm{sL}})}$

$=\frac{-g_{m1}}{s{C}_1+g{d}_1+(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})(s^{2}L{C}_1+\mathrm{sLg}{d}_1+1)}...\left(8\right)$

假定g_m2(＝200mS)＞＞sC_out(＝5mS)，我们获得下列等式。

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{-g_{m1}}{s{C}_1+g{d}_1+s^{2}L{C}_1{g}_{m2}+\mathrm{sLg}{d}_1{g}_{m2}+g_{m2}}$

$=\frac{-g_{m1}/L{C}_1{g}_{m2}}{s^2+s(\frac{1}{L{g}_{m2}}+\frac{g{d}_1}{C_1})+\frac{g{d}_1}{L{C}_1{g}_{m2}}+\frac{1}{L{C}_1}}...\left(9\right)$

由此，s，ω₀和Q被导出如下。

$s=\frac{-(\frac{1}{L{g}_{m2}}+\frac{g{d}_1}{C_1})\±\sqrt{{(\frac{1}{L{g}_{m2}}+\frac{g{d}_1}{C_1})}^2-4(\frac{g{d}_1}{L{C}_1{g}_{m2}}+\frac{1}{L{C}_1})}}{2}...\left(10\right)$

$w_0=\sqrt{\frac{g{d}_1}{L{C}_1{g}_{m2}}+\frac{1}{L{C}_1}}$

$=\sqrt{\frac{g{d}_1+g_{m2}}{L{C}_1{g}_{m2}}}\≈\frac{1}{\sqrt{L{C}_1}}...\left(11\right)$

$Q=\frac{w_0}{\frac{1}{L{g}_{m2}}+\frac{g{d}_1}{C_1}}\≥10...\left(12\right)$

当具体的参数被代入不等式(12)的结果时，Q因数近似地变成10。在Q因数大于1的这种情况下，会如在图5中所示地出现峰值和阻尼振荡。从以上结果可见，在一个可能的最小值处设置谐振电路常数Q以便抑制峰值和阻尼振荡是重要的。为了尽可能大地扼制电感L的影响来控制谐振电路常数Q的值接近1，通常的做法是插入一个电阻与L串联。例如，因为一个源跟随器电路允许一个等效电阻通过电流值被自由地控制，在某些情况下该源跟随器电路也被插入来代替电阻。让我们研究一个包括代替了电阻的源跟随器电路的结构。

图8是一张附图，其用来显示依靠一个简单的源跟随器电路(follower circuit)的为激光二极管的驱动电路的一个例子，而且图9是显示图8的一个等效电路的一张附图。谐振电路常数Q的理论计算结果将在这个电路中在下面被提供。在以下讨论中，g_m1和g_m2代表互导，gd1是漏极电导，L是电感，并且C是电容。

$-V_{\mathrm{gs}1}{g}_{m1}+V_1(g{d}_1+s{C}_1)+\frac{(V_1-V_{\mathrm{out}})}{\mathrm{sL}}=0...\left(13\right)$

$\frac{(V_{\mathrm{out}}-V_1)}{\mathrm{sL}}+V_{\mathrm{out}}(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})=0...\left(14\right)$

用V_gs1＝V_in-V_out的关系，等式(13)可以被重写如下。

$-(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})g_{m1}+V_1(g{d}_1+s{C}_1)+\frac{(V_1-V_{\mathrm{out}})}{\mathrm{sL}}=0...\left(13\right)\text{'}$

对于等式(14)，因为在g_m2≈200mS并且f＝1GHz的时候sC_out≈30mS，我们可以假定g_m2＞＞sC_out。

$\frac{(V_{\mathrm{out}}-V_1)}{\mathrm{sL}}+V_{\mathrm{out}}{g}_{m2}=0...\left(15\right)$

$(\frac{1}{\mathrm{sL}}+g_{m2})V_{\mathrm{out}}=\frac{V_1}{\mathrm{sL}}...\left(16\right)$

$V_1=\mathrm{sL}(\frac{1}{\mathrm{sL}}+g_{m2})V_{\mathrm{out}}=(1+\mathrm{sL}{g}_{m2})V_{\mathrm{out}}...\left(14\right)\text{'}$

通过把等式(14)′代入等式(13)′，我们获得下列关系。

$-(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})g_{m1}+V_{\mathrm{out}}(1+\mathrm{sL}{g}_{m2})(g{d}_1+s{C}_1)$

$+\frac{(1+\mathrm{sL}{g}_{m2})V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{sL}}=0...\left(17\right)$

-V_ing_m1+g_m1V_out+V_out(1+sLg_m2)(gd₁+sC₁)+g_m2V_out＝0    ...(18)

因此，V_out/V_in可以被导出如下。

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{g_{m1}}{g_{m1}+(1+\mathrm{sL}{g}_{m2})(g{d}_1+s{C}_1)+g_{m2}}$

$=\frac{g_{m1}}{s^{2}L{g}_{m2}{C}_1+s(L{g}_{m2}+g{d}_1+C_1)+(g{d}_2+g_{m1}+g_{m2})}$

$=\frac{g_{m1}/L{g}_{m2}{C}_1}{s^2+s(\frac{g{d}_1}{C_1}+\frac{1}{L{g}_{m2}})+\frac{1}{L{C}_1}+\frac{g_{m1}}{L{g}_{m2}{C}_1}}...\left(19\right)$

由此，s，ω₀，并且Q被获得如下。

$s=\frac{-(\frac{{\mathrm{gd}}_1}{C_1}+\frac{1}{L{g}_{m2}})\±\sqrt{{(\frac{{\mathrm{gd}}_1}{C_1}+\frac{1}{L{g}_{m2}})}^2-4(\frac{1}{L{C}_1}+\frac{g_{m1}}{L{g}_{m2}{C}_1})}}{2}...\left(20\right)$

$w_0=\sqrt{\frac{1}{L{C}_1}+\frac{g_{m1}}{L{g}_{m2}{C}_1}}...\left(21\right)$

$Q=\frac{w_0}{\frac{{\mathrm{gd}}_1}{C_1}+\frac{1}{L{g}_{m2}}}...\left(22\right)$

根据上述计算结果，共振频率ω₀增长了一点，但是Q本身根本没有改变。即，谐振电路常数Q本身不变化被发现是依赖于电源是否是PMOS-FET的共源极或是否是NMOS-FET的共漏极电路，并且从而有一点影响。因为甚至不能通过简单地如上所述地插入电阻R来试图控制L的影响来扼制Q本身的值，所以抑制峰值和阻尼振荡式很难的。因为为了解决这个问题的所需电流的提供部分的数目被增长，所以通过3.3V等等的低电源电压也难以激励该电路。

美国专利No.5,898,334公开了一个依靠单一激励源降低寄生电容的方法，但是这个方法包括这样的必要条件，即MQ1的尺寸不得不是小的并且控制极电压不得不是大的。因此之故，使用5V以上的电压是必要的，其使得在一个低电源电压下激励很困难并且造成了热发生的问题。

本发明已经在这种情况下被完成并且本发明的一个目的是提供一个驱动电路给一个光发射装置，其允许一个电源电压下的激励，而没有峰值和阻尼振荡的发生并且生产和散射的影响很小。

根据本发明的一个驱动电路是一个用于发光的装置的驱动电路，包括：第一个源跟随器电路，其包括：一个具有一个栅极端并且根据一个进入该栅极端的输入电压来适合于提供一个驱动电流到所述的光发射装置NMOS-FET；第二个源跟随器电路，其包括：具有一个连接到在所述的第一个源跟随器电路的下游的一个节点的栅极端的第一个PMOS-FET；和第二个PMOS-FET，其具有一个栅极端并且根据一个进入所述的栅极端来适应于提供一个电流到所述的第二个源跟随器电路；其中，在所述的第一个PMOS-FET和所述的第二个PMOS-FET之间的电位被提供作为到所述的NMOS-FET的所述的栅极端的所述的输入电压。

在该情况下，在第一个源跟随器电路的NMOS-FET的栅极端和位于其下行流的源端子之间的一个电压Vgs与该栅极端和具有被连接到在第一个源跟随器电路的下游的该节点下行流的第一个PMOS-FET的源端子之间的电压Vgs成正比。因此，当一个流入每个MOS FET的电流根据在栅极端和源端子之间的电压Vgs被确定的时候，流入第一个PMOS-FET的电流是在一个与流入该NMOS-FET的电流成比例的关系中。另一方面，流入第一个PMOS-FET的电流根据进入第二个PMOS-FET的栅极端的输入电压被确定。于是，如果一个固定电压被用于第二个PMOS-FET的栅极端，那么流入第一个PMOS-FET和NMOS-FET的电流变成恒定的。

在第一个源跟随器电路的NMOS-FET的下行流侧和光发射装置之间的节点电位可以依靠该光发射装置和周边电路的状态变化，但是甚至有这样的变化，只要流入第一个PMOS-FET保持恒定那么流入该NMOS-FET的电流很少变化。因为取决于流入NMOS-FET的电流的电路变化的Q因数，所以如果电路元件的恒定被选择以便使Q因数低，那么目前结构的驱动电路的应用使得保持Q因数在一个低电平是可行的。

因为谐振电路常数Q可以在目前的如上所述的驱动电路中被变小，扼制峰值和阻尼振荡以及在一个稳态基础上激励光发射装置是可行的。因为组件的数目可以被减少，减少生产和散射的影响以及降低成本是可行的。因为阻抗很低，控制极电压也可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。此外，因为即使存在一些寄生电容也不会发生问题，所以不需要使用的降低寄生电容的结构。

在用于光发射装置的驱动电路中，逐渐地施加电流到光发射装置是可行的，例如，在一个大约四个步骤的分步的模式中，直接地用一个高电平代替增长的电流。

然后，用于光发射装置的驱动电路其特征在于：包括：一个PMOS-FET组来更进一步通过在第一源跟随器电路的下游的该节点来提供一个到光发射装置的驱动电流。即，当驱动电流从PMOS-FET组被提供到光发射装置的时候，提供给光发射装置的驱动电流的总数可以被提高。

当驱动电流被提供给光发射装置的时候，例如，通过这个结构中的四个步骤，第一步的驱动电流由第一和第二源跟随器电路以及第二个PMOS-FET的运用来供给，凭此，使谐振电路常数Q很小，扼制峰值和阻尼振荡以及执行光发射装置的稳定激励是可行的，在该情况下，其余三个步骤的驱动电流的增长可以通过顺序地激活PMOS-FET组来执行。因为当前的结构排除了使用前面提到的在PMOS-FET组中的Q因数变化极限结构的必要，减少组件的数目和减少生产和散射的影响以及减少成本是可行的。

因为阻抗很低，所以控制极电压也可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。此外，因为即使存在一些寄生电容也不会发生问题，所以不需要使用如前所述的降低寄生电容的结构。

在目前的用于光发射器的驱动电路中，包括NMOS-FET的第一个源跟随器电路的互导也有在10mS(millisiemens-毫西门子)到100mS范围内的值。

因为包括NMOS-FET的源跟随器电路的互导有在10mS到100mS范围内的值，所以谐振电路常数Q可以变得很小。

根据本发明的一个光发射设备在任何一个如上所述的结构中包括一个光发射装置和用于光发射装置的驱动电路。

这个结构使得扼制峰值和阻尼振荡以及执行稳定的光发射是可行的。因为组件的数目可以被减少，所以减少生产和散射的影响以及降低成本成为可能的。因为阻抗很低，所以控制极电压也可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。

附图说明

图1A是一个附图，用来显示根据实施例的一个用于光发射装置的一个驱动电路的结构。

图1B是一个围绕激光二极管部分的一个电路图。

图2是一个附图，用来显示源跟随器电路部分的一个等效电路。

图3A是一个图表(模拟)，用来显示在根据该实施例的用于光发射装置的驱动电路中的时间关系。

图3B是一个图表(实际测定值)，用来显示在根据该实施例的用于光发射装置的驱动电路中的时间关系。

图3C是一个图表(实际测定值)，用来显示在根据一个比较例子的用于光发射装置的驱动电路中的驱动电流的时间关系。

图4是一个附图，用来显示用于光发射装置的一个传统的驱动电路的一个结构，作为一个比较例子呈现。

图5是一个附图，用来显示用于光发射装置的传统的驱动电路的模拟结果。

图6是一个附图，用来显示借助于PMOS-FET的用于激光二极管的驱动电路的一个例子。

图7是一个附图，用来显示图6的一个等效电路。

图8是一个附图，用来显示借助于一个单一的源跟随器电路的用于激光二极管的驱动电路的一个例子。

图9是一个附图，用来显示图8的一个等效电路。

具体实施方式

图1A是一个附图，用来显示用于光发射装置的驱动电路的一个结构，其中，激光二极管(光发射装置)1作为双极晶体管被说明。图1B是一个围绕激光二极管1的部分的一个电路图。即，为方便图1A的说明起见，激光二极管1被作为一个有集电极的晶体管并基本在那里是短路的被说明，但是事实上激光二极管1是通过在图1B中显示的符号被指出的一个。

激光二极管1在阴极侧接地并且由一个NMOS-FET(场效应晶体管)组成的源跟随器电路2的一个源端子被连接到激光二极管1的阳极侧。由一个PMOS-FET(场效应晶体管)组成的源跟随器电路3的一个栅极端被连接到由NMOS-FET组成的源跟随器电路2的源端子。PMOS-FET4被连接到由PMOS-FET组成的源跟随器电路3的一个源端子来提供电源给由PMOS-FET组成的源跟随器电路3。PMOS-FET的源跟随器电路3，和PMOS-FET 4构成作为一个反馈电路的源跟随器部分5。

具有一个电感L的引线6使激光二极管1和由NMOS-FET组成的源跟随器电路2相互连接。因为当做一个电路的激光二极管1的操作可以被大致处理为一个晶体管，它被假定为一个晶体管，并且一个电容C_out连接到这个晶体管的发射极和集电极。三个为激励激光二极管1的PMOS-FETs，7a，7b，7c并联到由NMOS-FET组成的源跟随器电路2的源端子，并且构成一个PMOS-FET电路8。

一个一端接地的电容C1连接到由NMOS-FET组成的源跟随器电路2的源端子和PMOS-FET电路8之间。每一个PMOS-FETs 4的电源，7a，7b，7c以及NMOS-FET 2的漏极被连接到电源提供电位。

图2是一个附图，用来显示源输出器部分5的一个等效电路。谐振电路常数Q的理论计算结果将在这个电路中被呈现在下。在以下讨论中，g_ms1和g_ms2代表互导，gd₁是漏极电导，L是电感，并且C是电容。

$-V_{\mathrm{gs}1}{g}_{m1}+V_1(g{d}_1+s{C}_1)+\frac{(V_1-V_{\mathrm{out}})}{\mathrm{sL}}=0...\left(23\right)$

$\frac{(V_{\mathrm{out}}-V_1)}{\mathrm{sL}}+V_{\mathrm{out}}(g_{m2}+s{C}_{\mathrm{out}})=0...\left(24\right)$

用Vgs_i＝V_in-V_out的关系，等式(23)可以被重写如下。

$-(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})g_{m1}+V_1({\mathrm{gd}}_1+s{C}_1)+\frac{(V_1-V_{\mathrm{out}})}{\mathrm{sL}}=0...\left(25\right)$

此外，下列关系保持。

$V_{\mathrm{in}}=V_1-\frac{g_{\mathrm{ms}1}}{g_{\mathrm{ms}2}}{V}_g...\left(26\right)$

从上述等式可知，我们可以获得下列关系。

$-(V_1-\frac{g_{\mathrm{ms}1}}{g_{\mathrm{ms}2}}{V}_g-V_{\mathrm{out}})g_{m1}+V_1(g{d}_1+s{C}_1)+\frac{(V_1-V_{\mathrm{out}})}{\mathrm{sL}}=0...\left(23\right)\text{'}$

涉及等式(23)，由NMOS-FET组成的源跟随器电路2的互导g_m1也有在10mS到100mS范围内的值。这可以使谐振电路常数Q很小。涉及等式(24)，假定gms大致是200mS并且f＝1GHz，sC_out大致是30mS而且因此我们可以假定g_m2＞＞sC_out。

$\frac{(V_{\mathrm{out}}-V_1)}{\mathrm{sL}}+V_{\mathrm{out}}{g}_{m2}=0...\left(27\right)$

V_out-V₁＝-sLV_outg_m2    …(28)

V₁＝V_out(1+sLg_m2)      …(24)’

通过把(24)′代入(23)′并整理它，我们获得下列关系。

$\frac{g_{\mathrm{ms}1}}{g_{\mathrm{ms}2}}{g}_{m1}{V}_s=V_{\mathrm{out}}\left\{\begin{array}{c}\mathrm{sL}{g}_{m1}{g}_{m2}\\ +(1+s{\mathrm{Lg}}_{m2})(g{d}_1+s{C}_1)+g_{m2}\end{array}\right\}...\left(29\right)$

因为g_m2大致是200mS并且gd1是1mS，g_m2＞＞gd1，因此V_out/V_in变为如下。

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{g_{m1}\frac{g_{\mathrm{ms}1}}{g_{\mathrm{ms}2}}}{\mathrm{sL}{g}_{m1}{g}_{m2}+s^{2}L{g}_{m2}{C}_1+\mathrm{sLg}{d}_1{g}_{m2}+s{C}_1+g{d}_1+g_{m2}}$

$=\frac{g_{m1}\frac{g_{\mathrm{ms}1}}{g_{\mathrm{ms}2}}}{s^{2}L{g}_{m2}{C}_1+s(L{g}_{m1}{g}_{m2}+\mathrm{Lg}{d}_1{g}_{m2}+C_1)+g{d}_1+g_{m2}}$

$=\frac{g_{m1}{g}_{\mathrm{ms}1}/L{g}_{m2}{C}_1{g}_{\mathrm{ms}2}}{s^2+s(\frac{g_{m1}}{C_1}+\frac{g{d}_1}{C_1}+\frac{1}{L{g}_{m2}})+\frac{1}{L{C}_1}}...\left(30\right)$

从上可知，ω₀和Q被获得如下。

$w_0=\frac{1}{\sqrt{L{C}_1}}\≈7G...\left(31\right)$

$Q=\frac{w_0}{\frac{g_{m1}}{C_1}+\frac{g{d}_1}{C_1}\frac{1}{L{g}_{m2}}}\≈0.445...\left(32\right)$

假定f₀＝1.12GHz，ω₀是大约7G，g_m1/C1大约是14.7G，gd1/C1大约是0.5G，和1/Lg_m2大约是0.5G。因此Q的值变为大约0.445。由此结果看来，源跟随器电路的阻抗由于反馈环的影响而最后有减少谐振电路常数Q的影响。即，因为谐振电路常数Q的分母包括源跟随器电路的阻抗组件，它起减少Q的作用。

当前用于光发射装置的驱动电路包括第一个源跟随器电路2，该电路2包括有栅极端NMOS-FET(2)并且根据进入栅极端的输入电压来适应提供到光发射装置的驱动电流，第二个源跟随器电路3包括第一个PMOS-FET(3)，其有连接到在第一个源跟随器电路2的下游的节点(V1)的栅极端，和有栅极端的第二个PMOS-FET 4并且根据进入该栅极端的输入电压来适应提供到第二个源跟随器电路3的电流，并且其特征在于：在第一个PMOS-FET 3和第二个PMOS-FET 4之间的电位被提供为到NMOS-FET(2)的栅极端的输入电压。

在第一个源跟随器电路2的NMOS-FET(2)的栅极端和位于其下行流的源端子之间的电压Vgs与在该栅极端和有连接到在第一个源跟随器电路2的下游的节点(V1)的栅极端的第一个PMOS-FET(3)的源端子之间的电压Vgs成正比。因此，当一个流入每个MOS FET的电流根据在栅极端和源端子之间的电压Vgs被确定的时候，流入第一个PMOS-FET(3)的电流是在一个与流入该NMOS-FET(2)的电流成比列的关系中。

另一方面，流入第一个PMOS-FET(3)的电流根据进入第二个PMOS-FET(4)的栅极端的输入电压被确定。因此，当恒定电压被用于第二个PMOS-FET(4)的栅极端的时候，流入第一个PMOS-FET(3)的电流和在NMOS-FET(2)的电流变成恒定的。

在第一个源跟随器电路的NMOS-FET(2)的下行流侧和激光二极管1之间的节点(V1)处的电位可以取决于激光二极管1和周边电路的状态而变化，但是即使这样的变化，只要流入第一个PMOS-FET(3)的电流是保持恒定的，那么流入NMOS-FET(2)的电流很少地变化。因为电路的Q因数取决于流入NMOS-FET(2)的电流而变化，如果电路元件的恒定被选择以便使Q因数低，那么Q因数可以通过利用当前结构的驱动电路而维持在一个低电平。

因为谐振电路常数Q可以在目前的实施例中如上所述被变小，那么扼制峰值和阻尼振荡以及执行光发射装置该稳定激励成为可能的。因为组件的数目可以被减少，减少生产和散射的影响以及降低成本变成可能的。

因为阻抗可以被控制到一个低电平，控制极电压就可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。此外，因为即使存在一些寄生电容也不会发生问题，所以不需要使用如前所述的降低寄生电容的结构。

就如图1A和1B所示的用于光发射装置的驱动电路来说，通常的做法是逐渐地施加电流到激光二极管1，例如，在一个大约四个步骤的分步的模式中，直接地用一个高电平代替增长电流。在目前的实施例中，源输出器部分5通过反馈环提供四个步骤中仅仅第一步的电流到激光二极管1，并且逐步的剩余三个步骤通过由许多PMOS-FETs组成的PMOS-FET电路8来执行。理由是在初始的低强度电流的最初阶段，一旦阻抗级被固定在一个低的状态，就不必再减少阻抗。

即，第一步的电流通过提供直流电压Vg到第一阶段的PMOSFET(4)的栅极端而首先流通，并且，此外随后的，电压Va，Vb，和被顺序地提供给PMOS-FETs 7a，7b，和7c，各自地，构成PMOS-FET电路8。一个大的驱动电流可以通过同步电压脉冲进入这些PMOS-FETs 4的栅极端之内而被提供给激光二极管1，7a，7b，7c相互之间。即，提供给激光二极管1的驱动电流的大小取决于同步脉冲的数目，并且当全部的脉冲是同步的时候，最大的驱动电流被提供给激光二极管1。

为了在这些结构中实现这四个步骤，谐振电路常数Q通过在第一步这一部分的反馈电路的供给而被变小，其使得扼制峰值和阻尼振荡以及执行光发射装置的稳定激励成为可能的。

在这种配置中，剩余的三个步骤通过如前所述用PMOS-FET组8的激励被执行，其使得减少组件的数目，减少生产和散射的影响以及减少成本成为可能的。因为阻抗可以在一个低电平被控制，控制极电压就可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。根据当前实施例的用于光发射装置的驱动电路启动激光二极管1来在不超过3.3V的控制极电压被激励。大量的激光二极管1可以在这个电路中被处理，并且它们可以以并联的方式连接。

图3A是一个图表(模拟)，用来显示在根据该实施例的用于光发射装置的驱动电路中的时间关系。图3B是一个图表(实际测定值)，用来显示根据该实施例的在用于光发射装置的驱动电路中的驱动电流的时间关系，其中，驱动电流的脉冲宽度是9.76ns。图3C是一个图表(实际测定值)，用来显示在用于光发射装置的驱动电路中的驱动电流的时间关系作为一个图4中显示的比较例子。

从图3A，3B，和3C明显可见，如比较例子所示，峰值和阻尼振荡在根据实施例的用于光发射装置的驱动电路中显得很小。这验证了驱动电路可以充分地激励激光二极管1。

在根据当前实施例的用于光发射装置的驱动电路中，如上所述，因为谐振电路常数Q能通过使用由NMOS-FET组成的源跟随器电路的反馈环被变小，所以扼制峰值和阻尼振荡以及执行激光二极管1的稳定激励成为可能的。因为组件的数目可以被减少，减少生产和散射的影响以及降低成本是可能的。因为阻抗可以在一个低电平被控制，控制极电压就可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。此外，因为即使存在一些寄生电容也不会发生问题，所以不需要使用如前所述的降低寄生电容的结构。

如上所述，根据本发明的用于光发射装置的驱动电路在装备有由连接到光发射装置的阳极侧的并且直接地适应激励该光发射装置的NMOS-FET组成的源跟随器电路、由PMOS-FET和连接到由NMOS-FET和适应提供电流到由PMOS-FET组成的源跟随器电路组成的源跟随器电路的结构中被构造。

这种配置使谐振电路常数Q变小并且因此使得扼制峰值和阻尼振荡以及执行该光发射装置的稳定激励成为可能的。因为组件的数目可以被减少，减少生产和散射的影响以及降低成本是可能的。因为阻抗可以在一个低电平被控制，控制极电压就可以被设置得很低，因此在低电源电压来启动激励。此外，因为即使存在一些寄生电容也不会发生问题，所以不需要使用如前所述的降低寄生电容的结构。

工业实用性

本发明可以被用于一个用于光发射装置的驱动电路。

Claims (4)

1.一种用于光发射装置的驱动电路，其特征在于，包括：

第一源跟随器电路、第二源跟随器电路和第二PMOS-FET，

所述第一源跟随器电路包括具有栅极端的NMOS-FET，并且根据输入该栅极端的输入电压，向所述用于光发射装置的驱动电路所驱动的光发射装置提供驱动电流；

所述第二源跟随器电路包括具有栅极端的第一PMOS-FET，该栅极端与位于所述第一源跟随器电路的下流的节点相连，

所述第二PMOS-FET具有栅极端，并且根据输入该栅极端的输入电压向所述第二源跟随器电路提供电流，

所述第一PMOS-FET和所述第二PMOS-FET之间的电位被作为输入所述NMOS-FET的栅极端的输入电压，提供给所述NMOS-FET的栅极端。

2.根据权利要求1所述的用于光发射装置的驱动电路，其特征在于，包括所述NMOS-FET的所述第一源跟随器电路的互导具有在10mS到100mS范围内的值。

3.根据权利要求1所述的用于光发射装置的驱动电路，其特征在于，包括PMOS-FET组，通过位于所述第一源跟随器电路的下游的节点，向所述用于光发射装置的驱动电路所驱动的光发射装置提供驱动电流。

4.一种光发射设备，其特征在于，包括如权利要求1中所述的用于光发射装置的驱动电路和被该用于光发射装置的驱动电路所驱动的光发射装置。

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