CN1311574A - 接收数据和信令音时完成模拟方式运行的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种用于无线网中收发信机的方法和设备,它能利用同相(I)值和正交相位(Q)值完成模拟方式运行。当工作在模拟方式时,该设备包括:处理器,它接收与音频或数据信号相关的数字式I,Q对,并完成FM解调以产生与该音频或数据信号相关的信息内容。在模拟方式下接收数据时,该数据是在特定的格式。为了解码数据,处理器查看5个重复无线电链路字(RLW)的数据中每一位,并产生和存储与每一位相关的置信因子。

Description

接收数据和信令音时完成 模拟方式运行的方法和设备

本发明涉及无线系统，具体涉及无线TDMA系统中完成模拟方式运行的方法和设备，其中利用同相(I)值和正交相位(Q)值代表模拟运行方式下的音频，数据和信令音。

图1表示无线系统1。无线系统1包括：多个小区2，每个小区包含电耦合到天线4的收发信机3。每个收发信机3与它各自的天线4一起组成一个基站。在利用熟知的时分多址(TDMA)通信协议的无线系统中，利用I,Q对发射数字话音和数据。利用称之为正交相移键控(QPSK)的调制/解调技术调制/解调I,Q对。这通常看成是TDMA运行方式，因为利用I,Q对产生代表话音和数据的位转移。所以，以下称这种类型的运行为TDMA运行方式。

当今使用的许多TDMA系统也能够工作在通常称之为模拟运行方式。在模拟方式下，音频和数据信号的发射是把代表该信号的数字样本转变成模拟信号和FM调制该模拟信号之后通过空中传输。所以，与TDMA方式中利用的QPSK调制技术不同，模拟方式利用FM调制技术。在空中接口标准IS-138中，详细说明TDMA系统中实施的模拟方式标准和TDMA方式标准。

众所周知，在TDMA系统中，在TDMA方式运行的收发信机前端采用一组硬件部件，而采用另一组组硬件部件用于模拟方式运行。这是因为数据和话音通常在TDMA方式下是用I,Q对表示，而在模拟方式下是用模拟波形的数据样本表示。此外，利用分开的硬件完成QPSK调制和FM调制。当然，利用分开的硬件部件组增加了收发信机的复杂性以及与这些部件相关的成本。因此，希望有这样一种收发信机，在TDMA方式运行和模拟方式运行下，它仅采用一组硬件部件。在两种运行方式下采用一组硬件部件可以降低收发信机的成本和复杂性。

图2表示工作在模拟方式下无线TDMA系统中已知收发信机的各个部件。为了便于说明，图2中没有画出TDMA运行方式运行下收发信机中的硬件部件。模拟运行方式下的硬件部件包括：编码器12，解码器13，数模转换器(DAC)14，模数转换器(ADC)15,ADC 18,DAC 19,FM解调硬件20和FM调制硬件21。

为了在模拟方式下发射音频信号，数字信号处理器(DSP)22输出模拟话音信号的数字式表示到DAC 19,DAC 19把这个数字式表示转变成模拟波形，并输出这个模拟波形到FM调制硬件21。FM调制硬件21频率调制模拟波形，用于通过空中传输。当FM调制的音频信号被收发信机10接收时，FM解调硬件20解调模拟音频信号，并传递解调的信号到ADC 18,ADC 18把模拟音频信号转变成该模拟音频信号的数字式表示。然后，把模拟音频信号的数字式表示传递到DSP22,DSP 22按照各种软件程序处理数字信号，并把处理后的数字信号传递到基站中的其他部件，用于路由到移动电话交换局(MTSO)。

当数据信号采用模拟方式被基站发射到移动单元(未画出)时，主控制器23传递该数据信号的数字式表示到编码器12，编码器12把数字数据中的每一位编码成相应模拟波形的数字式表示。然后，把编码的信号传递到DAC 14。DAC 14把编码的信号转变成模拟数据信号，再把模拟数据信号传递到FM调制硬件21。FM调制硬件21 FM调制该信号，用于通过空中传输。

当数据信号被工作在模拟方式下的收发信机10接收时，FM解调硬件20解调RF信号，然后由ADC 15把它转变成数字信号。数字信号再传递到解码器13，解码器13把数字信号解码成主控制器23可利用的数字消息。解码器13传递数字消息到主控制器23，主控制器23处理这个数字消息以提取其内容。

如上所述，分开的硬件部件用于实现TDMA系统中的TDMA方式运行和模拟方式运行。提供这样一种收发信机是有利的，它可以实现所有这些功能而不需要分开的硬件部件。去掉某些硬件部件可以降低收发信机的复杂性以及与收发信机相关的成本。所以，在收发信机的使用中需要这样一种方法和设备，在TDMA方式运行和模拟方式运行下可以采用相同的硬件部件。

本发明提供一种用于无线系统中收发信机的方法和设备，能够利用同相(Ⅰ)值和正交相位(Q)值实现模拟方式运行。因为TDMA方式运行通常是利用I值和Q值完成的，本发明的方法和设备能够(但不要求)在TDMA方式和模拟方式运行下利用相同的硬件配置。本发明的设备包括：处理器，例如，数字信号处理器(DSP)，当收发信机工作在模拟方式时，该处理器完成FM调制以产生I,Q对。处理器还完成I,Q编码和解码操作，这些操作通常是由工作在TDMA方式下收发信机中的硬件完成的。

在模拟方式下发射时，处理器把待发射信号的数字表示编码和FM调制成I,Q对，并输出I,Q对到该设备中的数模转换器(DAC)。DAC把数字式I,Q对转变成模拟信号，并输出该模拟信号到I,Q余弦波发生器。余弦波发生器产生同相余弦波和正交相位余弦波，其幅度分别正比于I值和Q值。把这两个余弦波相加之后通过空中传输。

在模拟方式下接收音频或数据时，变频器把接收的射频(RF)信号降频变频成中频(IF)信号。数字降频变频器把接收的信号转变成数字式I值和Q值，并把它们输出到处理器。然后，处理器把I值和Q值解码成接收信号的数字表示以提取该信号的内容。

当数据信号被数字降频变频器接收时，该数据一般是两种格式中的一种格式。在这一种格式中，数据消息是从最初的64比特Dotting序列开始，Dotting序列之后是无线电链路字(RLW)。每个RLW 82包括：37比特Dotting序列，随后的11比特Barker序列，以及随后的48比特数据和检查和。每个RLW 82重复5次。所以，DSP 40有5次机会解码每个RLW。Dotting序列用于时钟恢复，而Barker序列用于确定第一个数据位是在何处开始的。

Dotting序列81,83是1和0的序列，产生上述空中接口标准所要求的5kHz波形。处理器利用初始的Dotting序列以确定数据消息正在被接收，此后，利用每个RLW中的Dotting序列以帮助检测每个RLW。通过测量接收的5kHz能量电平，处理器检测Dotting序列。若5kHz能量电平超过某个阈值，则处理器确定，已检测到Dotting序列和数据消息正在被接收。5kHz能量电平的测量是通过频域分析完成的，最好是对接收的信号进行Fourier变换。一旦检测到Dotting序列，处理器就确定5kHz信号的相位，该信号把处理器同步到每个数据位的始端。然后，处理器开始查找Barker序列。

一旦处理器检测到Dotting序列和完成时钟恢复，该处理器就确定它已找到Dotting序列，但还没有确定它在Dotting序列中的何处。处理器利用Barker序列以确定该数据在何处开始。Barker序列是1和0的特定序列。处理器查找这个特定序列，在检测到这个特定序列时，它确定下一位是第一个数据位。所以，处理器利用Barker序列使它与该数据对准。

为了解码该数据，在确定任何一位是代表二进制1或二进制0之前，处理器评价特定重复数目RLW中的各位。对于每个重复的RLW，处理器评价每一位以确定它可能是二进制1或二进制0。一旦评价了特定重复数目RLW中的各位，处理器利用所有的评价结果以确定每一位是二进制1或二进制0。按照这个优选的实施例，处理器查看5个重复RLW中每个RLW的数据中每一位，并产生和存储与每一位相关的置信因子。置信因子是基于波形在多大程度上代表1或0和信号强度。例如，若波形有相对大的噪声，或者，若RF信号强度很弱，则处理器对它关于该波形代表1或0的决定分配较小的权重。若波形有相对小的噪声和若RF信号强度相对较高，则处理器对它关于该波形代表1或0的决定分配较大的权重。

一旦对当前RLW的每个重复中完成这个过程，处理器把与所有5个重复中每个RLW的每一位相关的置信因子相加，并把相加值与阈值进行比较，该阈值最好是0。若相加值大于阈值，则处理器确定该位是1。若相加值小于阈值，则处理器确定该位是0。所以，在5个重复RLW结束之后，处理器确定该数据中的每一位是1或0。

该过程也在Dotting序列和Barker序列上进行。对于5个重复中的每个重复，处理器按照以上的方法得到与组合的Dotting序列和Barker序列中每一位相关的置信因子。所以，在5个重复结束之后，处理器确定组合序列中的每一位是1或0。由于Dotting序列和Barker序列是已知的序列，处理器把确定的结果与假设该组合序列的结果进行比较，并确定发生的位差错数目。若位差错数目超过预定的阈值，则处理器确定整个消息是无效的。处理器可以仅仅利用Barker序列作出这个决定，但利用Barker序列和Dotting序列可以给出较好的结果。

本发明还提供信令音检测程序，利用该程序区分何时正在接收数据和何时正在接收信令音。从移动单元发射不同持续时间的信令音到基站，把各种类型的信息传输给基站。

根据以下的描述，附图和权利要求书，本发明的其他特征和优点是显而易见的。

图1表示典型的无线系统。

图2是已知收发信机的方框图，它可用于图1所示无线系统通信的模拟方式运行。

图3是按照优选实施例的本发明收发信机的方框图。

图4是单位圆图，它说明产生I,Q对的方法。

图5是按照图4中所示单位圆说明补偿算法中所采用的各项之间的关系图，用于补偿硬件产生的I,Q余弦波中的不准确性。

图6是按照优选实施例说明本发明方法的流程图，用于数据传输与音频传输之间的转变。

图7是图3所示收发信机中DSP接收和解码的数据消息内容图。

图8是说明本发明方法的流程图，用于完成接收数据程序。

图9是说明本发明方法的流程图，用于完成信令音调检测程序。

图3是说明本发明收发信机30中部件的方框图。按照本发明，可以利用一组硬件部件在无线系统(例如，图1所示的无线系统1)的TDMA方式和模拟方式下进行通信。把图2的已知收发信机10与图3中所示本发明的收发信机30进行比较，可以看出已经去掉图2中所示的几个硬件部件。按照本发明，利用I,Q对代表模拟方式下的数据和音频信号。所以，TDMA方式下用于处理和调制/解调数据和音频信号的相同硬件可用于模拟方式运行。然而，应当注意，相同的硬件用于模拟方式和TDMA方式运行不是本发明的必要条件。

按照这个优选实施例，I,Q对的产生和FM调制是在处理器(例如，数字信号处理器DSP)上被执行的固件中完成的。图2中所示的FM调制和解调硬件部件不再是必需的，因为用于TDMA方式运行的这些部件也可用于模拟方式运行。现在详细讨论本发明收发信机30在模拟方式下完成发射和接收功能的方法。此外，虽然对本发明的讨论是参照在TDMA系统中完成模拟方式运行，但是应当注意，本发明的原理和概念也可应用于其他类型无线系统中完成模拟方式运行。

为了在模拟方式下发射音频信号，DSP 40把数字式I,Q对传递给DAC 31,DAC 31把数字式I值和Q值转变成模拟式I值和Q值。然后，把模拟式I值和Q值传递给I/Q余弦波发生器32，它把模拟信号转变成同相(I)余弦波和不同相(Q)余弦波。正交相位余弦波与同相余弦波之间的相位差为90°。同相余弦波的幅度正比于模拟式I值，而不同相余弦波的幅度正比于模拟式Q值。I/Q余弦波发生器32把这些余弦波相加之后通过空中传输。

当收发信机30工作在模拟方式下并接收音频信号时，变频器36把接收的RF信号降频变频到中频(IF)信号。通常，RF频率是在800至900兆赫(MHz)的范围内。在这个例子中，典型的中频约为80MHz。然而，本领域专业人员知道，本发明的收发信机30不局限于RF或IF频率。

数字降频变频器33把IF信号转变成数字式I,Q对，然后传递给DSP 40。DSP 40按照以下详细描述的各种程序处理数字信号。一般地说，DSP 40解码I,Q对和提取音频。DSP 40传送提取的音频到小区基站中的其他部件，最终发送该信息到MTSO。

在模拟方式下发射和接收数据时，DAC 31，余弦波发生器32，数字降频变频器33完成的任务与上述模拟方式下传输和接收音频信号的完全相同。然而，DSP 40完成不同的功能，它与完成的任务是音频信号或数据信号有关。当音频信号传递给DSP 40用于通过无线系统传输时，DSP 40相应地处理该音频信号。当基站发送数据到DSP 40时，DSP 40识别这些信号为对应的数据，并相应地处理这些数据信号。

按照本发明，DSP 40执行发射音频程序，发射数据程序，接收音频程序和接收数据程序。通过在DSP 40中完成这些程序，就去掉完成这些不同功能所需的硬件部件。发射音频程序完成与发射音频信号相关的任务。发射数据程序完成与发射数据信号相关的任务。接收音频程序完成与接收音频信号相关的任务。接收数据程序完成与接收数据信号相关的任务。所以，把DSP 40编程成执行完成这些任务的软件程序。

在美国专利No.5,694,079中公开了适用于本发明的接收音频程序，其标题为“DIGITAL FM MODULATOR USING A LAGRANGIANINTERPOLATION FUNCTION”，该专利已被转让给本发明的受让人，把它的全部内容合并在此供参考。所以，为了简单起见，此处不再详细地讨论这个方法，其任务是解调和处理代表音频的I,Q对。

在FM调制中，FM调制信号改变相位的方式是按照正比于输入信号的幅度。当利用I,Q对产生FM调制信号时，必须改变I,Q对的相位以产生FM调制信号中合适的相位变化。通过改变I,Q对中的I值和Q值，FM调制信号中的相位是按照正比于输入信号幅度的方式变化的。对于音频信号，FM信号的瞬时频率正比于音频输入的当前幅度。在数字领域，这相当于使下一个FM输出(它是用下一个I,Q对表示)的相位变化正比于下一个音频输入电平。获得代表音频输入样本幅度所需相位变化的方法是众所周知的。所以，为了简单起见，此处不再对确定代表音频输入样本的相位变化的方法给以讨论。

按照本发明，I,Q对是根据以下方法产生的。被调制的音频信号样本可以用a(n)代表。变量n对应于样本指数。在仅仅作为例子的一个实施方案中，n是以160千赫(kHz)速率递增的，这意味着DSP40每秒产生160,00个I,Q对。公式1定义a(n)与当前样本n的相位p(n)之间的关系：

p(n)=p(n-1)+k^*a(n)，    (公式1)

其中p(n-1)是与上一个音频样本n-1相关的相位，而k是任意的比例常数，选取这个比例常数以得到a(n)与调制信号峰值频率偏差之间所需的关系。按照如下重写公式1：p(n)-p(n-1)=k^*a(n)，可以看出，相位的变化正比于当前音频样本的幅度。根据以下的公式2分别得到I值和Q值，I(n)和Q(n)，它们是图4中所示单位圆50上的值：

I(n)=cos(p(n))，和

Q(n)=cos(p(n)-90°)。    (公式2)

通过DSP 40执行的发射音频程序，利用音频信号a(n)的幅度按照公式1和2确定I值和Q值，I(n)和Q(n)。本领域专业人员知道，可以采用各种不同的方法完成公式1和2表示的算法。例如，在需要进行计算时，可以在读写过程中(on the fly)执行该算法。或者，可以利用查阅表存储I值和Q值，与音频输入样本幅度相关的指数能够读取正确的I值和Q值。

图4中的水平轴对应于I值，而垂直轴对应于Q值。每个I,Q对，(I(n),Q(n))，对应于图4中所示单位圆50上的一个点。单位圆50上该点所在的象限取决于I值和Q值。一旦利用公式1和2表示的算法得到与音频信号帧相关的I,Q对，把它们传递给DAC 31，DAC 31把它们转变成模拟值。然后，把这些模拟值传递给余弦波发生器32。I/Q余弦波发生器32产生同相余弦波和不同相余弦波，同相余弦波的幅度正比于I值，而不同相余弦波的幅度正比于Q值。不同相余弦波与同相余弦波之间的相差大致为90°。这两个余弦波由I/Q余弦波发生器32进行相加，用于通过空中传输。

按照这个优选实施例，单位圆50上的I值和Q值，以下分别用I_unitcircle和Q_unit_circle表示，不直接发送到DAC 31。更确切地说，它们首先由补偿程序进行处理，得到需要输出到DAC 31的实际I值和Q值，以保证DAC 31产生正确的电压值和保证余弦波发生器32产生正确的正交相位波。DSP 40执行的补偿程序把单位圆(I,Q)对转变成使DAC 31产生正确结果的(I,Q)对。DAC 31和余弦波发生器32遭受到以下规范退化的影响，补偿程序修正这些规范退化：

(1)通常需要不同的非零I值和Q值，使DAC 31输出的电压等于零。这些非零的I值和Q值以下分别用Ioff和Qoff表示。

(2)通常需要I值和Q值的不同变化，从而得到从DAC 31输出电压的相同变化。因此，I值和Q值是有不同的比例尺度以补偿这个因子。这些比例因子以下分别用Iamp和Qamp表示。

(3)从余弦波发生器32中I和Q发生器输出的I信号和Q信号不是正好相差90°。这个相位误差定义为phase(Q)-phase(I)-90。理想的是，这个相位误差为0，这是phase(Q)与phase(Ⅰ)之间正好相差90°的情况。

用于补偿这些退化的补偿参数最好是通过补偿消息由主控制器41确定的，补偿消息是从主控制器41发送到DSP 40。当这个消息到达DSP 40时，调用补偿程序以存储这些参数到DSP 40的存储器(未画出)中。按照以下方法导出补偿公式。在DSP 40产生Igen和Qgen时，忽略偏移误差，以下的I值和Q值(Iout和Qout)是从DAC 31输出的，Igen和Qgen对应于必须是由DSP 40产生并输出到DAC 31的I值和Q值，以保证DAC 31产生正确的电压。

从图5中可以看出Igen,Qgen,Iamp,Qamp与相位误差(phaseerror)之间的关系。这个关系是由公式3和4表示的。 $\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Igen}}{\mathrm{Iamp}}-\frac{\mathrm{Qgen}}{\mathrm{Qamp}}*\sin (\mathrm{phase}\_\mathrm{error})$ Igen和Qgen可以表示成：

Ides项和Qdes项是所需的I值和Q值，即，应当从DAC 31输出的I值和Q值。然后，把这些Ides值和Qdes值设置成Ides=I_on_unitcircle和Qdes=Q_on_unit_circle。在修正偏移误差的同时，Igen和Qgen可以表示成如下的公式： $\mathrm{Igen}=(I\_\mathrm{unit}\_\mathrm{circle}*\mathrm{Iamp})+(\mathrm{Qunit}\_\mathrm{circle}*\mathrm{Iamp}*\frac{\sin (\mathrm{phase}\_\mathrm{error})}{\cos (\mathrm{phase}\_\mathrm{error})})$ $+\mathrm{Ioff},$ 和 $\mathrm{Qgen}=\frac{Q\_\mathrm{unit}\_\mathrm{circle}*\mathrm{Qamp}}{\cos (\mathrm{phase}\_\mathrm{error})}+\mathrm{Qoff}.$ 由主控制器41通过补偿消息提供给DSP 40的补偿参数是：tx_i_amp=Iamp,tx_qsec=Qamp/cos(phase_error),tx_itan=Iamp^*sin(phase_error)/cos(phase_error),Ioff，和Qoff。

把这些参数代入到公式5中，Igen和Qgen可以表示成如下的公式：

Igen=(I_unit_circle^*tx_i_amp)+(Q_unit_circle^*tx_itan)+Ioff,和

Qgen=(Q_unit_circle^*tx_qsec)+Qoff。    (公式6)

所以，根据公式6可以得到Igen和Qgen的值，这些值是需要从DSP 40发送到DAC 31的I值和Q值。

利用补偿程序得到I和Q补偿值的一个优点是，DAC 31和余弦发生器硬件32可以利用相对廉价的硬件，这些廉价的硬件很可能造成上述的退化。然而，应当注意，利用补偿程序不是必要的。与利用本发明的补偿程序不同，可以利用不造成这些退化的硬件部件。

在现场使用收发信机之前，可以在工厂确定一些或全部的补偿参数。为了考虑到环境条件的影响，可以在现场确定一些参数。每个收发信机通常要求采用不同的参数。所以，需要进行一些测试以确定所需的补偿参数值，这些补偿参数值可以使余弦波发生器32输出正确的FM调制信号。可以利用诸如频谱分析仪来进行这种测试。本领域专业人员知道进行这种测试以得到正确补偿参数值的方法。

现在参照图6描述发射数据程序。为了能使基站发送各种类型消息到移动单元，例如，指出功率电平变化和越区切换的消息，通过产生I,Q对以得到1和0的序列，本发明的发射数据程序完成频移键控。如上所述，通过产生合适的I,Q对序列，可以改变FM调制信号的相位。在FSK中，1和0是用FM调制信号中的某些相位转变表示的。所以，利用以上的公式1和2，可以得到产生合适1和0序列所需的I,Q对。还应当注意，虽然发射数据程序的描述是参照从基站发送到移动单元的消息，但是，也可以利用移动单元中的发射数据程序，从移动单元发送消息到基站。这同样适用于此处讨论的发射音频程序，接收音频程序和接收数据程序。

在完成FSK中可以发生4种不同的位转移，即，0到0转移，0到1转移，1到0转移和1到1转移。按照本发明的这个优选实施例，利用4个查阅表存储各种转移的I值和Q值。为了从二进制0的第一位转移到二进制0的第二位，代表第二位的第一个I,Q对的相位必须为0°。为了从二进制为0的第一位转移到二进制为1的第二位，代表第二位的第一个I,Q对的相位也必须为0°。为了从二进制1的第一位转移到二进制0的第二位，代表第二位的第一个I,Q对的相位偏移必须等于代表第一位的上一个I,Q对的相位。为了从二进制1的第一位转移到二进制1的第二位，代表第二位的第一个I,Q对的相位偏移必须等于代表第一位的上一个I,Q对的相位。

所以，当前位的第一个I,Q对的相位取决于以前位的上一个I,Q对的相位。因此，通过选取当前位的合适I,Q对，可以产生所需的比特值。例如，若以前位是0，通过选取产生下一位为0°相位的第一个I,Q对，可以产生0到1转移。用于检索每个查阅表的地址是基于这四种转移中发生哪一种转移和产生这种转移而输出的I,Q对数目(即，程序在该转移中的位置)。

当本发明的收发信机30从发射音频转变成发射数据时，或从发射数据转变成发射音频时，必须避免相位的突变。所以，必须采取步骤以保证这些转变不会涉及很大的相位突变。按照本发明，当从音频转变成数据时，发射数据程序保证，代表数据流的所有I,Q对的相位偏移等于代表上一个音频样本的I,Q对的相位。在上述发射音频程序期间，DSP 40存储代表当前音频样本的I,Q对的相位指示符，如方框61所示。发射数据程序利用这个存储的指示符以确定第一个数据样本的相位，如方框63所示。发射数据程序保证，第一个数据样本的I,Q对与上一个音频样本的I,Q对有相同的相位。

按照这个优选实施例，对于上一个音频位之后的第一个数据位，发射数据程序输出代表0到0转移或0到1转移的I,Q对。因此，对于第一个数据位，该程序假设它是从0的转移。在这两个查阅表中，第一个I,Q对的相位为0°。此后，发射数据程序从提供正确相位变化的查阅表中选取I,Q对。在代表数据样本的所有I,Q对上进行复数乘法操作，使这些I,Q对的相位偏移量为代表上一个音频样本的I,Q对的相位，如方框65所示。本领域专业人员知道复数乘法的方法，这个复数乘法可以使I,Q对的相位改变成所需的相位。

保证第一个数据样本相关的第一个I,Q对的相位为0°，简化了复数乘法操作，它只要求该程序确定代表上一个音频样本的I,Q对的相位。换句话说，与第一个数据位相关的第一个I,Q对的相位总是从0°开始，则该程序对数据位相关的每个I,Q对的相位偏移量就是上一个音频样本的相位。否则，该程序必须确定上一个音频样本的相位和根据查阅表得到的第一个I,Q对的相位，为的是完成复数乘法过程以偏移数据位的相位。所以，迫使第一个数据位相关的I,Q对的相位为0°就简化相位偏移过程。然而应当注意，这仅仅是一种完美的和优选的完成相位偏移过程的方法。本领域专业人员知道，本发明并不局限于完成这个相位偏移过程的优选实施例。

当从发射数据转变成发射音频时，发射音频程序保证，代表该数据之后第一个音频样本的I,Q对的相位偏移量等于该数据之前输出的上一个音频I,Q对的相位。这是通过在代表该数据之后第一个音频样本的I,Q对上完成复数乘法操作而实现的。然而，与从音频转变成数据时完成的复数乘法操作对比，只需要对数据流之后第一个音频样本相关的I,Q对进行乘法操作。第一个音频样本上完成的相位变化是隐含在代表随后音频样本的I,Q对上的操作实现的。

按照本发明，我们确定，若上一个数据位为1，则只需要偏移代表该数据之后音频的第一个I,Q对的相位。若上一个数据位为0，则不需要进行相位偏移。发射音频程序只是从这样的I,Q对开始，这个I,Q对与代表该数据之前上一个音频样本的上一个I,Q对有相同的相位。如上所述，当前音频样本的相位是由发射音频程序存储的。发射音频程序只是利用这个相位以确定代表该数据之后第一个音频样本的第一个I,Q对的相位偏移。发射音频程序确定上一个数据位是0或1，如方框67所示。若上一个数据位为0，则在不进行相位偏移的条件下完成发射音频程序，如方框69所示。

我们还确定，当不需要进行相位偏移时(即，当上一个数据位为1时)，相位偏移总是相同的。如上所述，这个相位偏移必须使该数据之后发射音频程序的开始相位等于代表该数据之前上一个数据样本的上一个I,Q对的相位。这个相位偏移最好是预先确定的，并存储在DSP40中(即，它是硬编码的)供发射音频程序使用。所以，当上一个数据位为1时，发射音频程序只是利用这个预先存储的相位偏移进行复数乘法操作。若发射音频程序确定上一个数据位为1(方框67)，则该程序利用程序预先存储的相位偏移，在第一个音频样本相关的第一个I,Q对上进行复数乘法操作，如方框71所示。

按照这个优选的实施例，现在参照图7和8描述接收数据程序。当数据信号被图3所示的数字降频变频器33接收时，该数据是用图7所示(或类似)图的格式表示(因衰落和噪声而改变)。数据信号实际上是用(I,Q)值的序列表示。数据消息是从最初的64比特Dotting序列81开始，Dotting序列81之后是无线电链路字(RLW)82。每个RLW 82包括：37比特Dotting序列83，随后的11比特Barker序列84，以及随后的48比特数据和BCH 85。BCH位代表检查和。每个RLW 82重复5次。所以，DSP 40有5次机会解码每个RLW 82。Dotting序列83用于时钟恢复，而Barker序列用于确定第一个数据位85是在何处开始的。

如在以上空中接口标准中所描述的，数据是以频率调制(FM)格式从移动单元接收到的，而不是图3中方框33输出的(I,Q)值格式。因此，在最初的步骤中，数据从(I,Q)格式转换成FM格式。

以上的公式(2)中描述I值和Q值的基本格式。利用简单的方法可以完成直接的转换，例如，利用 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\arctan \[\frac{Q\left(t\right)}{I\left(t\right)}\]$ 得到电压 $V\left(n\right)=\frac{d}{\mathrm{dt}}p\left(n\right).$ 然而，利用以下的另一个过程可以减小数字噪声和提高计算效率。首先，得到ΔI(n)=I(n)-I(n-1),ΔQ(n)=Q(n)-Q(n-1)，和信号强度估算γ(n)=I²(n)+Q²(n)。然后，根据

$=c\frac{I\left(n\right)\mathrm{\ΔQ}\left(n\right)-Q\left(n\right)\mathrm{\ΔI}\left(n\right)}{\mathrm{\γ}\left(n\right)}$ 得到电压，其中c是比例常数。在典型的蜂窝系统噪声环境中，各个V(n)的样本是相当不可靠的。

把每个位单元期间所取的几个V(n)样本进行组合，这是利用美国专利No。4,596,024中描述的另一个过程，把它合并在此供参考。参考所述专利No.4,596,024中图3的方框27。方框27包含似然率D_L(t,v)值的表格。按照当前的优选过程，利用奇异值分解方法(SVD)把DL(t,v)作因子分解，如J.J.Dongarra et al.在LINPACK Users′Guide,SIAM,Philadelhia(1979)中所描述的。即，D_L(t,v)≈U(t)·Z(v)，其中U(t)是位单元内不同样本的权重，而Z(v)是电压估算值的非线性权重。和值 $B=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}U\left(t\right).Z\left(V\left(t\right)\right)$ 给出该位的初始估算值。如上述Dongarra工作中所描述的，在检测到Dotting序列时(时钟仍待确定时)和解码各位时，U和Z的细节略微不同。

在后者的情况下，利用附加的权重。因为(见此处的图7)每个字是被重复的，不同重复中得到的B值被再一次加权。这可以用表达式 $\underset{\mathrm{repeats}}{\mathrm{\Σ}}{W}_A\left(B_j\right)\·W_B\stackrel{\_}{\left({\mathrm{\γ}}_j\right)}$ 表示，其中W_A用它与标称值的距离给B_i加权，W_B用第j次重复中该位期间的平均信号强度加权。

Dotting序列81,83是1和0的序列，产生上述空中接口标准所要求的5kHz波形。对于图7中所示的特定格式，DSP 40利用初始的Dotting序列81以确定数据消息正在被接收，此后，利用每个RLW 82中的Dotting序列83以帮助检测每个RLW 83。通过测量接收的5kHz能量电平和信号纯度，DSP 40检测Dotting序列81,83。5kHz能量电平的测量是通过频域分析完成的，最好是对接收的信号进行Fourier变换。信号的纯度是与多少信号包含频率5kHz之外的频率有关。纯度条件的评价是通过得到信噪失真(SINAD)比完成的。若5kHz能量电平超过某个阈值和SINAD比超过某个阈值，则DSP 40确定已检测到Dotting序列和数据消息正在被接收。这些步骤表示在图8中流程图的方框92。

一旦检测到Dotting序列，DSP 40就确定5kHz信号的相位，它使DSP 40同步到每个数据位的开始。这基本上是时钟恢复，能够使DSP40与位单元对准。本领域专业人员知道，可以利用Dotting序列完成时钟恢复的方法。在这个优选的实施例中，这是利用上述检测Dotting序列的Fourier变换相位完成的。这个步骤表示在图8中的方框94。然后，DSP 40开始查找Barker序列。一旦DSP 40检测到Dotting序列和完成时钟恢复，DSP 40就确定它已找到Dotting序列，但还没有确定它在Dotting序列中的何处。DSP 40检测和利用Barker序列以确定数据85在何处开始。检测Barker序列的步骤表示在图8的方框96。Barker序列84是1和0的特定序列。DSP 40查找这个特定序列，在检测到这个特定序列时，它确定下一位是数据85的第一位。所以，DSP 40利用Barker序列使它与数据85对准，即，确定数据85的第一位是在何处开始。这个步骤表示在图8中的方框98。

一旦找到数据85,DSP 40就解码该数据。为了解码该数据，在确定任何一位是代表二进制1或二进制0之前，处理器评价特定重复数目RLW中的每一位。在每个重复的RLW中，处理器评价每一位以确定它可能是二进制1或二进制0。一旦评价了特定重复数目RLW中的各位，处理器利用所有的评价结果以确定每一位是二进制1或二进制0。按照这个优选的实施例，DSP 40查看5个重复RLW中每个RLW 82的数据85中每一位，并产生和存储与每一位相关的置信因子。这个步骤表示在方框100。

置信因子是基于波形在多大程度上代表1或0以及与该信号相关的信号强度。若波形有相对大的噪声，或者，若RF信号强度很弱，则DSP 40对它关于该波形代表1或0的决定分配较小的权重。若波形有相对小的噪声和若RF信号强度相对较高，则DSP 40对它关于该波形代表1或0的决定分配较大的权重。对于每个重复的当前RLW82，一旦完成这个过程，DSP 40把与5个重复中每个RLW 82的每一位相关的置信因子相加，并把相加值与阈值进行比较，该阈值最好是0。若相加值大于阈值，则DSP 40确定该位是1。若相加值小于阈值，则DSP 40确定该位是0。

给5个重复的每个重复中的每一位分配置信因子过程也在Dotting序列和Barker序列上进行。对于5个重复中的每个重复，DSP 40按照以上的方法得到与组合的Dotting序列和Barker序列中每一位相关的置信因子。所以，在5个重复结束之后，DSP 40确定组合序列中的每一位是1或0。利用置信因子确定各位是1或0，该步骤表示在图8的方框101。如上所述，Dotting序列和Barker序列是特定的已知序列。DSP 40把确定的结果与已知的组合序列结果进行比较，并确定发生的位差错数目。这个步骤表示在图8中的方框103。若位差错数目超过预定的阈值，则DSP 40终止消息处理。这个步骤表示在图8中的方框104。为达到这个目的，DSP 40可以仅仅利用Barker序列，但利用Barker序列和Dotting序列可以给出较好的结果。

虽然基站和移动单元都使用10kHz时钟频率，但时钟不是理想的，容易产生漂移。这可能使DSP 40失去它与数据的对准。所以，接收数据程序执行时钟跟踪程序，能使DSP 40与位单元的始端周期性地重新对准。按照这个优选的实施例，每隔5ms调整相位。每个位单元有12个样本。每ms有10个位单元。所以，每1ms有120个样本，它相当于每5ms有600个样本。对每120个样本取内积，它对应于每1ms内10个不同位单元中的每一个位单元。这个内积是对于5ms周期内所有600个样本。利用每个点积的结果更新“集合相移”变量。在每5ms周期的结束，按照“集合相移”变量的值调整相位。所以，接收数据程序每隔5ms使DSP 40与位单元的始端重新对准。

本发明还提供信令音检测程序，利用该程序区分何时正在接收数据85和何时正在接收信令音。从移动单元发射不同持续时间的信令音到基站，把各种类型的信息传输给基站。所以，在作出已检测到信令音的决定时，DSP 40停止解码该数据，并准备从移动单元接收消息。

信令音是用全部为0的序列或全部为1的序列表示，它对应于10kHz正弦波。在检测到预定的10kHz能量阈值电平一段预定的时间之后，信令音检测程序确定已检测到那个信令音。若包含在RLW中数据位85的序列是0的长序列或1的长序列，则该序列可以有足够的10kHz能量使处理器作出决定，该序列代表信令音。为了避免这个问题，在每个RLW之后，检查Dotting序列和Barker序列中位差错的数目以确定是否正在接收数据。

一般地说，若在Dotting/Barker序列中找到相对少的位差错数目，则改变信令音检测器状态以反映这样一个事实，在接收上一个RLW期间没有信令音能量到达。相反地，若在Dotting/Barker序列中找到太多的位差错，则改变信令音检测器状态以反映这样一个事实，在接收上一个RLW期间有一些信令音能量到达。现在参照图9描述信令音检测程序完成这些任务的方法。

信令音检测程序是在不断地运行，它独立于以上讨论的接收数据程序。然而，信令音检测程序利用某些状态变量和接收数据程序所作的决定。如方框110所示，信令音检测程序利用接收数据程序作出关于是否正在处理数据消息的决定。如上所述，接收数据程序知道这些序列应当是什么序列并对每个RLW作出关于是否检测到这些序列的决定。图9中的方框110对应于给第一个RLW所作的决定。

一旦作出那个决定，这个决定是关于10kHz能量电平在一段预定时间内是否已超过预定的阈值电平。通过完成Fourier变换和把该结果与预定的阈值电平进行比较以确定10 kHz能量电平。把这个能量电平存储在能量电平变量中。接着，如方框113所示，信令音检测程序确定该能量电平在一段预定时间内是否刚好超过预定的阈值电平。倘若如此，则如方框114所指出的，存储一个指示符。然而，若确定该能量电平在一段预定时间内已超过预定的阈值电平，则不改变已检测到信令音的指示符。

方框115中所作的决定是关于50ms周期是否已经过去，它对应于5个重复RLW所需要的时间量。若50ms已经过去，则在方框116中所作的决定是关于与上一个RLW相关的Dotting序列和Barker序列是否被检测到。如上所述，利用上述与所有5个重复RLW中每一位相关的置信因子，接收数据程序确定Dotting序列和Barker序列中的位差错数目。若与Dotting序列和Barker序列相关的位差错数目足够地小，得到已检测到这些序列的决定，则信令音检测程序在方框116确定数据消息正在被接收。然后，DSP 40完成一些所需的动作，如方框118所示，过程进行到程序的开始。

若在方框116中作出这样的决定，位差错数目指出没有检测到Dotting序列和Barker序列，则过程进行到方框117,DSP 40利用上述存储的指示符，完成一些与信令音检测相关的所需动作。当过程返回到方框110时，若作出不再处理数据消息的决定，则该程序退出。

应当注意，图8和9中的流程图仅仅是执行接收数据程序和信令音检测程序方法的功能表示。我们并不想把这些流程图代表实际的规范，利用它实现此处讨论的功能。然而，本领域专业人员知道可以实现图8和9中流程图中功能的方法，并可以利用各种不同的方法给以实现。所以，应当明白，本发明不局限于完成这些功能所采用的特定计算机程序。

现在描述DSP 40与主控制器41通信的方法。可以把DSP 40编程成按照如下的方法与主控制器41通信，主控制器41把DSP 40看成是3个独立的处理器。这就能够使主控制器按照这样的方式利用DSP40，主控制器预先配置成与这些处理器结合运行。例如，若主控制器配置成与独立的编码器部件，独立的解码器部件和独立的基带部件进行通信，则DSP 40可以按照这样的方式编程成哄骗主控制器，似乎主控制器是与这些独立的部件通信，而实际上它只是与DSP 40通信。以上我们已描述与编码器部件和解码器部件相关的功能。基带部件通常是在正向和反向的两个方向上处理音频信号。无线通信技术中基带部件的运行方式是已知的。所以，此处不再对基带部件的运行给以详细的讨论。

按照这个实施例，在DSP 40中给这些部件中的每个部件提供独立的队列。一个队列接收来自主控制器41给编码器部件的消息。另一个队列接收来自主控制器41给解码器部件的消息。另一个队列接收来自主控制器41给基带部件的消息。来自主控制器41的每个消息包含一个字段，DSP 40利用这个字段以确定该消息是给编码器的消息，给解码器的消息，或给基带的消息。DSP 40检测这些分组，并分配该消息到DSP 40中合适的队列。DSP 40在先进先出(FIFO)的基础上同时和独立地处理解码器消息，编码器消息和基带消息。用于连接主控制器41到独立部件的总线改变成连接到DSP 40，或连接到与DSP 40相连的接口部件。

当然，把主控制器41预先配置成与本发明的收发信机结合使用是不必要的。本发明的这个特征仅仅是提供执行本发明方法的灵活性。

应当注意，对本发明的描述是参照几个优选实施例，但是，本发明不局限于这些实施例。本领域专业人员知道，在不偏离本发明精神和范围的条件下，可以对以上讨论的实施例作一些改动。例如，本发明不局限于任何特定的频率。此外，虽然DSP 40描述成完成所有的解码和编码任务，为达到这个目的也可以利用其他类型的处理器，只要这些处理器具有足够的处理能力。此外，虽然DSP 40最好是至少存储一些用于完成编码和解码任务的查阅表和其他的信息，但是，为达到这个目的也可以利用DSP 40外部的存储器。任何类型的计算机可读存储器装置适用于这个目的，其中包括固态存储器装置，例如，只读存储器(ROM)和随机存取存储器(RAM)，以及只读光盘存储器(CDROM)和磁存储器装置。

此外，DSP 40完成的功能也可以由其他类型的处理器装置或电路来完成，只要它们具有适当的处理能力。例如，专用集成电路(ASIC)也可达到这个目的。单单由分立硬件部件组成的电路也可以配置成完成这些任务。所以，可以利用任何类型的硬件或软件和硬件的任何组合实现本发明。所有这些可能的实施方案一般称之为逻辑电路。因此，此处用到的术语“逻辑电路”是指任何类型的硬件装置和何类型的硬件/软件装置，它们能够配置成完成这些任务。

应当注意，本发明不局限于图7中所示的消息格式。本领域专业人员知道，实际上可以利用无限多个方法改变数据消息格式，且可以改变接收数据程序用于解码该消息。本领域专业人员知道，在不偏离本发明精神和范围的条件下，可以对以上讨论的实施例作其他的各种改动。以上建议的改动仅仅是可以进行改动的几个例子。

Claims (23)

1．一种接收通过无线网以模拟方式发射的信号的设备，该设备包括：

第一逻辑电路，第一逻辑电路接收发射的信号，第一逻辑电路配置成把发射的信号转变成数字信号；和

与第一逻辑电路通信的第二逻辑电路，第二逻辑电路配置成把数字信号转变成位序列，其中位序列对应于特定的发射信号群，且其中发射信号群被发射多次，从而使位序列被重复多次，第二逻辑电路评价每个重复的位序列，并给每个重复位序列中的每一位产生一个置信因子，每个置信因子与各位对应于二进制1或二进制0的似然性有关，其中一旦给每个重复序列中的每一位产生了置信因子，第二逻辑电路就利用与每个重复序列中每一位相关的置信因子以确定每一位是二进制1或二进制0。

2．按照权利要求1的设备，其中发射的信号是用模拟同相(I)和正交相位(Q)余弦波代表，把这两个余弦波相加之后用于传输，且其中第一逻辑电路配置成处理相加的模拟I和Q余弦波以产生数字式I值和Q值，并把数字式I值和Q值转变成所述位序列；第二逻辑电路配置成解调和解码数字式I值和Q值，使数字式I值和Q值转变成所述位序列，所述位序列对应于二进制无线电链路字(RLW),RLW包括：第一字段，它对应于第一组所述位序列；第二字段，它对应于第二组所述位序列；和第三字段，它对应于第三组所述位序列，第三组所述位序列对应于数据消息，给每个重复RLW中的每一位产生所述置信因子，其中每个置信因子是基于各位在多大程度上接近于二进制1或二进制0以及与各位相关的信号强度，其中一旦给每个重复RLW中的每一位产生了置信因子，第二逻辑电路就利用与每个重复RLW中每一位相关的置信因子以确定每一位是二进制1或二进制0。

3．按照权利要求2的设备，其中第一逻辑电路包括：变频器和数字降频变频器，且其中第二逻辑电路包括：数字信号处理器(DSP)。

4．按照权利要求3的设备，其中该设备包含在无线网的基站中，且其中发射的信号对应于从移动单元发送到无线网中基站的消息。

5．按照权利要求3的设备，其中一旦给每个重复RLW中的每一位产生了置信因子，就把与任何给定位的各个置信因子相加，并把相加值与预定的阈值进行比较以确定该位是对应于二进制1或二进制0。

6．按照权利要求3的设备，其中一旦每一位已确定为二进制1或二进制0，第二逻辑电路就给各位分配确定的二进制值，并存储分配的二进制值。

7．一种接收通过无线网以模拟方式发射的信号的设备，该设备包括：

第一逻辑电路，第一逻辑电路接收发射的信号，第一逻辑电路配置成把发射的信号转变成数字信号；和

与第一逻辑电路通信的第二逻辑电路，第二逻辑电路配置成把数字信号转变成位序列，其中位序列对应于特定的发射信号群，且其中发射信号群被发射多次，从而使位序列被重复多次，其中第二逻辑电路分析位序列以确定第一组位序列是否代表特定频率的连续波形，其中若第二逻辑电路确定第一组位序列代表特定频率的连续波形，则第二逻辑电路确定数据消息正在被接收。

8．按照权利要求7的设备，其中发射的信号是用模拟同相(I)和正交相位(Q)余弦波代表，把这两个余弦波相加之后用于传输，且其中第一逻辑电路配置成处理相加的模拟I和Q余弦波以产生数字式I值和Q值，并把数字式I值和Q值转变成所述位序列；第二逻辑电路配置成解调和解码数字式I值和Q值，使数字式I值和Q值转变成所述位序列，所述位序列对应于二进制无线电链路字(RLW),RLW包括：第一字段，它对应于所述第一组所述位序列；第二字段，它对应于第二组所述位序列；和第三字段，它对应于第三组所述位序列，第三组所述位序列对应于数据消息，其中第二逻辑电路分析第一组位序列以确定第一组位序列是否代表特定频率的连续波形，其中若第二逻辑电路确定第一组位序列代表特定频率的连续波形，则第二逻辑电路确定数据消息正在被接收，其中数据消息是用第三组所述位序列代表，且其中通过测量与第一组所述位序列产生波形相关的能量电平和通过测量与第一组所述位序列产生波形相关的信噪失真(SINAD)比，第二逻辑电路确定第一组所述位序列是否代表特定频率的连续波形。

9．按照权利要求8的设备，其中若测得的能量电平超过预定的能量电平阈值和若SINAD比超过预定的SINAD比阈值，则第二逻辑电路确定与第一组所述位序列相关的相位，并利用该相位确定以完成时钟恢复。

10．按照权利要求9的设备，其中一旦第二逻辑电路完成了时钟恢复，第二逻辑电路就把第二组所述位序列与存储的预选位序列进行比较以确定第三组所述位序列中第一个位单元是在何处开始的。

11．按照权利要求10的设备，其中一旦第二逻辑电路确定了第三组所述位序列中第一个位单元是在何处开始的，第二逻辑电路就解码第三组所述位序列。

12．按照权利要求11的设备，其中RLW对应于特定的发射信号群，其中特定的发射信号群被发射多次，从而使RLW被重复多次，第二逻辑电路评价每个重复的RLW，并给每个RLW中的每一位产生一个置信因子，每个置信因子是基于各位在多大程度上接近于二进制1或二进制0以及与各位相关的信号强度，其中一旦给每个重复RLW中的每一位产生了置信因子，第二逻辑电路就利用与每个重复RLW中每一位相关的置信因子以确定每一位是二进制1或二进制0。

13．按照权利要求12的设备，其中一旦给每个重复RLW中的每一位产生了置信因子，就把与任何给定位相关的各个置信因子相加，并把相加值与预定的阈值进行比较以确定该位是对应于二进制1或二进制0。

14．按照权利要求13的设备，其中一旦每一位已确定为二进制1或二进制0，第二逻辑电路就把第一组和第二组所述位序列中二进制位值与存储的预选组位值进行比较以确定存在于第一组和第二组所述位序列中的位差错数目，其中一旦第二逻辑电路确定了存在于第一组和第二组所述位序列中的位差错数目，第二逻辑电路就把该位差错数目与位差错阈值进行比较以确定是否终止消息处理。

15．按照权利要求7的设备，其中第一逻辑电路包括：变频器和数字降频变频器，且其中第二逻辑电路包括：数字信号处理器(DSP)。

16．按照权利要求7的设备，其中该设备包含在无线网的基站中，且其中发射的信号对应于从移动单元发送到无线网中基站的消息。

17．一种接收通过无线网以模拟方式发射信号的设备，该设备包括：

第一逻辑电路，第一逻辑电路接收发射的信号，第一逻辑电路配置成把发射的信号转变成数字信号；和

与第一逻辑电路通信的第二逻辑电路，第二逻辑电路配置成把数字信号转变成位序列，其中位序列对应于特定的发射信号群，且其中发射信号群被发射多次，从而使位序列被重复多次，所述位序列包括：第一字段，它对应于第一组所述位序列；第二字段，它对应于第二组所述位序列；和第三字段，它对应于第三组所述位序列，其中第二逻辑电路分析第一组所述位序列以确定第一组所述位序列是否代表特定频率的连续波形，其中若第二逻辑电路确定第一组所述位序列代表特定频率的连续波形，则第二逻辑电路确定数据消息正在被接收，其中该数据消息是用第三组所述位序列代表。

18．按照权利要求17的设备，其中发射的信号是用模拟同相(I)和正交相位(Q)余弦波代表，把这两个余弦波相加之后用于传输，且其中第一逻辑电路配置成处理相加的模拟I和Q余弦波以产生数字式I值和Q值，并把数字式I值和Q值转变成所述位序列，第二逻辑电路配置成解调和解码数字式I值和Q值，使数字式I值和Q值转变成所述位序列，所述位序列对应于二进制无线电链路字(RLW)。

19．按照权利要求18的设备，其中一旦第二逻辑电路确定数据消息正在被接收，第二逻辑电路就确定代表特定频率连续波形的信令音位序列是否被接收到，通过测量与接收位序列产生波形相关的能量电平，第二逻辑电路确定代表特定频率连续波形的信令音位序列是否被接收到，其中若第二逻辑电路确定该能量电平超过特定能量电平阈值，则第二逻辑电路确定已经连续超过阈值能量电平阈值的时间量，其中若第二逻辑电路确定已经超过阈值能量电平一个特定的时间量，则第二逻辑电路存储已经检测到信令音的指示。

20．按照权利要求18的设备，其中第二逻辑电路评价每个重复的RLW，并给每个RLW中的每一位产生一个置信因子，每个置信因子是基于各位在多大程度上接近于二进制1或二进制0以及与各位相关的信号强度，且其中一旦给每个重复RLW中的每一位产生了置信因子，第二逻辑电路就利用与每个重复RLW中每一位相关的置信因子以确定每一位是二进制1或二进制0，其中一旦每一位已确定为二进制1或二进制0，第二逻辑电路就把第一组和第二组所述位序列的二进制位值与存储的预选组位值进行比较以确定存在于第一组和第二组所述位序列中的位差错数目，其中一旦第二逻辑电路确定了存在于第一组和第二组所述位序列中的位差错数目，第二逻辑电路就把位差错数目与位差错阈值进行比较以确定数据消息是否被接收到。

21．一种接收通过无线网以模拟方式发射信号的方法，该方法包括以下步骤：

接收发射的信号，并把发射的信号转变成数字信号；

把数字信号转变成位序列，其中位序列对应于特定的发射信号群，且其中发射信号群被发射多次，从而使位序列被重复多次；

评价每个重复的位序列，并给每个重复位序列中的每一位产生一个置信因子，每个置信因子是与各位对应于二进制1或二进制0的似然性有关；和

一旦给每个重复位序列中的每一位产生了置信因子，就利用与每个重复位序列中每一位相关的置信因子以确定每一位是二进制1或二进制0。

22．一种接收通过无线网以模拟方式发射的信号的方法，该方法包括以下步骤：

接收发射的信号，并把发射的信号转变成数字信号；

把数字信号转变成位序列，其中位序列对应于特定的发射信号群，且其中发射信号群被发射多次，从而使位序列被重复多次；

分析位序列以确定第一组位序列是否代表特定频率的连续波形；和

若确定第一组位序列代表特定频率的连续波形，则作出数据消息正在被接收的决定。

23．一种接收通过无线网以模拟方式发射的信号的方法，该方法包括以下步骤：

接收发射的信号，并把发射的信号转变成数字信号；

把数字信号转变成位序列，其中位序列对应于特定的发射信号群，且其中发射信号群被发射多次，从而使位序列被重复多次，所述位序列包括：第一字段，它对应于第一组所述位序列；第二字段，它对应于第二组所述位序列；和第三字段，它对应于第三组所述位序列；

分析第一组所述位序列以确定第一组所述位序列是否代表特定频率的连续波形；

若作出第一组所述位序列代表特定频率连续波形的决定，则作出数据消息正在被接收的决定，其中数据消息是用第三组所述位序列代表。

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