CN1305294A - 降低多载波通信系统中信号的峰均功率比的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信技术领域,具体包括以下步骤:在发射端,通过数值变换对功率放大器输入信号的功率进行重新分配;根据输入信号功率的概率分布,确定数值变换的转换点;根据对功放输入信号功率的要求,确定数值变换的规则;在接收端,根据与发射端对应的反变换规则对接收信号进行反变换。本发明能够以相对较低的计算量和实现复杂度,有效地降低功放输入信号的峰均功率比,避免功率放大器放大信号时引起非线性失真。

Description

降低多载波通信系统中信号的峰均功率比的方法和装置

本发明属于通信技术领域，特别涉及控制包括正交频分复用通信系统在内的多载波通信系统中发射信号的峰值平均功率比的有效方法及其实现装置。

目前，正交频分复用(OFDM)技术作为一种有效的宽带传输技术已被广泛应用到数字音频广播(DAB)，数字视频广播(DVB)，高清晰度电视(HDTV)的传输等诸多领域。但是，采用OFDM技术的系统的一个主要问题是信号的峰值功率与平均功率的比值，即峰值平均功率比(PAPR)较高，这要求系统中发射机功率放大器高度线性以避免放大信号时引起非线性失真，从而大大增加了系统实现的难度和成本，限制了OFDM技术的进一步发展。特别是对于移动双向通信系统来说，由于收发机体积和能耗受限，这个缺点就更加突出。并且，一个通信系统的多载波传输方案的选择在当前并没有最大限度地利用系统可用的功率。

为了降低OFDM通信系统中信号的PAPR，人们做了大量的研究。现有方法大致可以分为两类。

一类是在复用器之前对输入数据流进行处理，如图1a所示，以减小PAPR高产生的可能性，如编码，部分传输序列和选择映射的方法。当子载波数较大时，这几种方法都需要较大的计算量或复杂度。而在目前实用的OFDM系统中，子载波数一般都较大，所以其计算量或复杂度往往是难以接受的。并且，对于部分传输序列和选择映射这两种办法来说，还需要增加额外的开销来告诉接收端发送端所采用的传输系数或组合方案。

另一类是在复用器之后对复用器的输出数据流进行处理，如图1b所示，以减小PAPR高造成的影响，如限幅滤波和压缩扩张的方法。对信号进行限幅会引入限幅噪声，当用滤波的办法以消除这些噪声时，又会重新增大信号的PAPR，从而不能满足系统设计的要求。还有一种方法是利用非均匀量化中的压缩扩张技术来降低信号的PAPR，如μ率压缩扩张和A率压缩扩张。在传统的通信系统中，当对模拟信号进行非均匀量化时，为了减少量化噪声，可以运用压缩扩张技术在发射端把小信号的量化间隔压缩，并在接收端把小信号的量化间隔扩张。在多载波数字通信系统中，如果在发射端压缩信号，根据压缩器的输入输出特性，压缩后的信号的平均功率会增加而峰值功率保持不变，那么信号的PAPR就可以被减小。这种办法虽然实现简单，但是因为是在系统的发射和接收两端分别对信号进行压缩和扩张，且没有考虑信号功率或幅度的概率分布，所以增加了发射端功率放大器的输入信号的平均功率，使得压缩后的信号对功率放大器的非线性更加敏感，最终导致系统性能恶化。

本发明的目的在于为克服已有技术的不足之处，提出一种降低多载波通信系统中信号的峰均功率比的方法和装置，它能够以相对较小的计算量和实现复杂度，有效地降低功率放大器的输入信号的PAPR，避免功率放大器放大信号时引起非线性失真。

本发明的一种通过数值变换来降低系统中信号的峰均功率比的方法。该方法在数/模转换之前或在数/模转换的同时，将输入信号各点的幅度值按照特定的函数关系映射为输出信号的幅度值，该输出信号满足系统中功率放大器对信号PAPR的要求。或者说，该方法是在通信系统的发射端，通过数值变换对信号的功率进行重新分配，增强小信号同时减弱大信号，不仅降低信号的PAPR而且提高小信号的抗噪声性能。可以理解，对于通信系统的接收端来说，为了做出正确的信号判决，需要在信号判决前，对接收信号进行相应的反变换，即减弱小信号同时增强大信号。由于接收端的功率放大器通常为小信号功率放大器，其可以有很好的线性性能，所以反变换对整个系统的性能不会有太大的影响。

该方法具体包括以下步骤：

第一步，在发射端，确定数值变换转换点：根据输入信号功率的概率分布，求出信号功率的期望值(统计均值)和峰值等特性，将它们用于决定数值变换中的转换点，即对于小于该点数值的信号就进行增强变换，对于大于该点数值的信号就进行减弱变换；(通常，对于不同的系统，确定数值变换所需要的信号特性，包括统计特性和瞬时特性可能不同，其中最简单的就是利用信号功率的期望值(统计均值)和峰值来确定数值变换中的参数。)

第二步，在发射端，确定数值变换的规则：设输入信号用x(t)表示，经过数值变换的输出信号用y(t)表示，数值变换的规则，即x(t)与y(t)之间的函数映射关系用f[·]表示。本发明中，f[·]由f₁[·]和f₂[·]两部分组成，它们满足下面条件：

其中｜·｜表示取绝对值；m是由第一步中得出的信号功率的期望值和峰值等特性决定的转换点参数；

第三步，在接收端，确定对接收信号进行与发射端对应的反变换的规则：同样，设输入信号用x(t)表示，经过数值反变换的输出信号用y(t)表示，数值反变换的规则，即x(t)与y(t)之间的函数映射关系用g[·]表示。本发明中，g[·]由g₁[·]和g₂[·]两部分组成，它们满足下面条件：

其中|·|表示取绝对值；m＇是与第二步中得出的参数m对应的转换点参数，对于理想信道g[·]=f^-1[·]。

该方法可用于包括多载波通信系统在内的需要降低发射信号峰均功率比或等效于降低发射信号峰均功率比的系统。

本发明用于上述方法的一种在包括多载波通信系统在内的需要降低发射信号峰均功率比或等效于降低发射信号峰均功率比的系统中的装置。该装置包括一个用在发射端的变换器和一个用在接收端的反变换器。该变换器是一个用于实现数值变换和数/模转换的设备，既可以采用一个根据数值变换规则设计的数/模转换器，也可以采用一个包括存有数值变换表的存储器和数/模转换器的设备，以及其它形式的，包括软件和硬件形式的设备。该设备在数/模转换之前或在数/模转换的同时，将输入信号各点的幅度值按照规定的函数关系映射为输出信号的幅度值，该输出信号满足系统中功率放大器对信号PAPR的要求。因此，在通信系统的发射端，该设备可以增强小信号同时减弱大信号，不仅降低信号的PAPR而且提高小信号的抗噪声性能。当输入峰均功率比较高的数字信号时，该设备可以在不增加信号平均功率的情况下输出峰均功率比较低的模拟信号。反变换器是一个用于实现与发射端数值变换相对应的数值反变换和模/数转换的设备，既可以采用一个根据数值反变换规则设计的模/数转换器，也可以采用一个包括存有数值反变换表的存储器和模/数转换器的设备，以及其它形式的，包括软件和硬件形式的设备。该设备在模/数转换之前或在模/数转换的同时，将输入信号各点的幅度值按照规定的与发射端变换函数关系相反的函数关系映射为输出信号的幅度值，该输出信号的波形与发射端变换器的输入信号波形基本相同。

本发明的效果是，以相对较小的计算量和复杂度不仅降低了信号的PAPR，有效地避免了功率放大器放大信号时引起的非线性失真。而且提高了小信号的抗噪声性能，在加性高斯白噪声信道下，本发明的性能明显优于现有的采用限幅滤波的方法。

附图简要说明：

图1a为传统的在复用器之前对复用器的输入数据流进行处理示意图。

图1b为传统的在复用器之后对复用器的输出数据流进行处理的示意图。

图2为本发明的四个方法实施例对应的四种压缩扩张曲线。

图3为在本发明的方法实施例一中，变换前后的信号的波形图。

图4a为本发明所提出的变换器的第一个实施例的结构框图。

图4b为本发明所提出的变换器的第二个实施例的结构框图。

图5为采用本发明的一个多载波通信系统的发射机和接收机的方框图。

图6为本发明的四个方法实施例与现有技术的性能比较图。

下面结合附图，根据四个方法实施例和两个装置实施例及其应用更详细地解释本发明。

在本发明中，由于是通过把小信号压缩同时把大信号扩张来增强小信号同时减弱大信号，因此，将变换器的输入输出曲线称为压缩扩张曲线，数值变换所遵循的规则f[·]可由变换器的输入输出曲线很好地表现出来，如图2所示。

在本发明提出的降低多载波通信系统中信号的峰均功率比的方法中，满足变换规则的压缩扩张曲线的形状有很多种，对应不同的压缩扩张曲线，本发明给出四个不同的方法实施例。

实施例一，参见图2，包括以下步骤：

第一步，在发射端，确定数值变换中压缩扩张曲线的转换点44。首先根据输入信号功率的概率分布，求出其期望值。然后把该期望值作为压缩扩张的转换点44，并令压缩扩张的比例相同，因为对于输入信号来说其功率大于此期望值和小于此期望值的概率是相等的，所以压缩扩张前后信号的总功率不变。至于信号功率的概率分布，根据中心极限定律，OFDM信号的幅度服从高斯分布，其功率服从Chi-square分布。由于对于零均值，方差为δ²的高斯随机变量X，随机变量Y=X²服从Chi-square分布，且E(y)=δ²,δ_y ²=2δ⁴。E()表示取数学期望，δ_y ²为Y的方差。对于OFDM信号来说，δ²就是其平均功率，可以很容易求得。因此，δ²就是压缩扩张的转换点44所对应的数值。

第二步，在发射端，确定数值变换的规则，即数值变换中压缩扩张曲线的形状。其输入输出变换规则如下：

式中，参数k,b分别被称为斜率和截距，它们分别满足0＜k＜1和b=(1-k)*m，此处m为输入信号功率的期望值；

本实施例的压缩扩张曲线关于原点对称，对于信号为正值部分的压缩扩张曲线如图2中实线42所示。对应地，把这种变换称为“线性压缩扩张”。

第三步，在接收端，确定反变换中压缩扩张曲线的形状，其输入输出变换规则如下：

式中，参数k＇与第二步中得出的k保持一致，参数b＇满足b＇=(1-k＇)*m＇，此处m＇为反变换器输入信号功率的期望值。

图3是实施例一的效果图，表示在所描述的方法实施例一中，在发送端对信号作线性压缩扩张(参数k=0.1)前后的波形。本实施例使得小信号被增强，同时大信号被减弱，信号的峰值被很好的抑制。经过压缩扩张后的信号降低了对发射机后级功率放大器的线性要求，避免了发射机后级功率放大器放大信号时引起的非线性失真。

本发明的方法实施例二：除第二步所采用的变换规则即压缩扩张曲线及其实现方式不同以外，该实施例的其他步骤与实施例一相同。在所描述的实施例中，变换规则的实现采用数字运算电路直接进行变换，并同时完成数/模转换。实施例二的压缩扩张曲线关于原点对称，对于信号为正值的部分的压缩扩张曲线如图2中实线43所示，对应地，把这种变换称为“分段线性压缩扩张”，其参数为k。本实施例的输入输出变换规则如下：

其中，k为一个小于1的正常数。

本发明的方法实施例三：除第二步所采用的变换规则即压缩扩张曲线及其实现方式不同以外，该实施例的其他步骤与实施例一相同。在所描述的实施例中，变换规则的实现采用存储映射表对输入数值进行一一映射，并同时完成数/模转换。本实施例的压缩扩张曲线关于原点对称，对于信号为正值的部分的压缩扩张曲线如图2中虚线40所示，对应地，把这种变换称为“非线性对称压缩扩张”，其中，压扩规则采用通用的μ率压扩，其参数为压缩扩张率u。

本发明的方法实施例四：除第二步所采用的变换规则即压缩扩张曲线及其实现方式不同以外，该实施例的其他步骤与实施例一相同。在所描述的实施例中，变换规则的实现采用数字运算电路直接进行变换，并同时完成数/模转换。本实施例的压缩扩张曲线关于原点对称，对于信号为正值的部分的压缩扩张曲线如图2中点线41所示，对应地，把这种变换称为“非线性准对称压缩扩张”，其中，压扩规则采用通用的μ率压扩，其参数为压缩扩张率u。

本发明提出的变换器的两个实施例如图4所示，结合附图分别说明如下：

本发明的变换器装置实施例一：为分别设计压扩器与数/模转换器，如图4a所示，该变换器包括一个门限判断单元58，一个扩张器52，一个压缩器53和一个数/模转换器56。首先，将IFFT数字信号处理器29的输出作为变换器的输入数字信号x(t)30，并通过一个门限判断单元58将x(t)分为|x(t)|≥m和|x(t)|＜m的两部分。门限判断单元可以用软件程序或门限判断电路来实现，以配合后续设备的实现。然后|x(t)|≥m的部分50被送往扩张器52，|x(t)|＜m的部分51被送往压缩器53。(在本发明以前，压缩器通常被用于模/数转换中以实现非均匀量化，由于它把小信号的量化间隔压缩，因而被称为压缩器。而在本发明中，压缩器被用于增强小信号；相反，扩张器被用于减弱大信号。这种应用的可行性是由压缩器和扩张器的输入输出特性保证的。通常，压缩器53和扩张器52可以由存储映射表或数字运算电路组成。)接着，经压缩和扩张后的数字信号被叠加，形成峰均功率比大大减少的数字信号y(t)54。最后，该数字信号经过数/模转换器输出峰均功率比符合要求的模拟信号32。

本发明的变换器装置实施例二：对压扩器和数/模转换器进行联合设计。如图4b所示，变换器包括一个门限判断单元58，一个扩张型数/模转换器56和一个压缩型数/模转换器57。在本实施例中，采用数字运算电路对输入数值按照预先确定的函数关系对输入数值直接进行变换，并同时完成数/模转换。门限判断单元可以用软件程序或门限判断电路来实现，以配合后续设备的实现。然后|x(t)|≥m的部分50和|x(t)|＜m的部分51分别被送往扩张型数/模转换器56和压缩型数/模转换器57，将它们的输出叠加就能得到峰均功率比符合要求的模拟信号32。

采用本发明的多载波双向通信系统的收发机的实施例构成如图5所示，但是可以理解本发明所述的四个方法实施例并不仅限于用在双向通信设备中，所以多载波通信发射机可以认为是与多载波通信接收机物理分离的设备。

按照本发明设计的变换器31可以用于如图5上方框所示的多载波通信系统的发射机21中。该发射机21包括一个产生信息流24的信源23，一个编码器25，一个串并转换器27，一个调制器28，一个快速傅立叶反变换(IFFT)数字信号处理器29以及一个变换器31。

在本实施例中，信息源23产生的携带信息的数据符号流24被送往编码器25，编码器25依次对信息进行信源编码和信道编码。信源编码的目的通常是压缩数据符号流24所携带信息的冗余度，以在同样的时间内传送更多的信息。而信道编码则通常是通过增加数据间的相关性来增强系统在信息恢复时的抗干扰性或进行差错控制。编码器25产生的二进制串行数据流26经过串并转换器27变为二进制并行数据流。调制器28对二进制并行数据流进行第一次调制，将各个并行通道上二进制数据映射为信号星座图上的点，即复数形式的数据。在多载波通信系统中，为了适应频率响应随时间变化的信道，可以对每个并行通道的输出数据流可以采用不同的调制方式。在所描述的实施例中，考虑到一般的信道其频率响应变化不是太剧烈，因而对于每个通道都采用相同的调制方式，其映射关系如下表1所示，即所谓的四相移相键控(QPSK)，其中 $i=\sqrt{-1}$

 表1四相移相键控

输入	00	01	10	11
					输出	-1-i	-1+i	1-i	1+i

然后，IFFT数字信号处理器29对该复数值并行序列进行第二次调制，同时将各通道的数据流合并为串行数据流。由于对数字信号进行IFFT处理，相当于用一组彼此正交的正弦(余弦)信号对原来的信号进行频率调制，所以这个过程也被称为正交频分复用。接着，调制后的串行数据流30被送往变换器31。根据系统的要求和所能提供的设备，变换器31可以通过存储映射表按照预先确定的函数关系对输入数值进行一一映射，以满足所要求的PAPR。然后将存储映射表的输出数值进行数/模转换，映射精度由存储映射表的容量决定。或者变换器31采用数字运算电路对输入数值按照预先确定的函数关系对输入数值直接进行变换，以满足所要求的PAPR，并同时完成数/模转换。变换器输出的模拟信号32最后被送往包括功率放大器在内的后级电路(图中未画出)。此时，变换器输出的模拟信号32的PAPR适合后级功率放大器的要求，即信号不会进入功率放大器的非线性区，以致不会引起非线性失真。

按照本发明设计的反变换器33可以用于如图5下方框所示的多载波通信系统的接收机22中。该接收机22包括一个反变换器33，一个快速傅立叶变换(FFT)数字信号处理器34，一个解调器35，一个并串转换器36，一个解码器37和一个接受信息的信宿39。

反变换器33将接收机22前端电路(图中未画出)送来的信号进行与发射机21中的变换器31对信号30所做的操作相反的变换。反变换器的设计原理与变换器的设计原理基本相同，即可以先进行模/数转换，然后通过存储映射表按照预先确定的函数关系对输入数值进行一一映射，也可以采用数字运算电路对输入数值按照预先确定的函数关系对输入数值直接进行变换，并同时完成模/数转换。对于反变换器33，这两种实现方法的选择不一定要和变换器31保持一致，而应该考虑接收机的要求和所能提供的设备。反变换器33的输出数据流先经过FFT数字信号处理器34完成第一次解调，即正交频分解复用。接着FFT数字信号处理器34的输出被送到解调器35，完成第二次解调。由于信道干扰和噪声的影响，解调器35的输入信号与发射机21的调制器28的输出信号相比，存在一定误差，表现在信号星座图上就为信号星座点的偏移和旋转，因此解调器35将进行信号判决，输出与原始信号星座点相符的信号。并串转换器36将解调器35输出的并行数据转换为串行数据流。然后该串行数据流被送入解码器37，解码器37依次完成信道解码和信源解码。最后，解码器37输出与原始信息24基本相同的接收信息38，以满足信宿39的要求。

与前面介绍的编码，部分传输序列及选择映射的方法相比，本发明的计算量和实现复杂度显然都要小得多。

图6为采用本发明的四个方法实施例的系统的性能与现有技术的性能比较图。在所有实施例中，不失一般性地，多载波通信系统取128个子载波并采用QPSK调制。通过合理的设定参数，本发明的四个实施例都能在不增加平均功率的情况下，降低信号的PAPR：线性压缩扩张(参数k=0.5)和非线性准对称压缩扩张(参数u=1)约降低4.1dB，非线性对称压缩扩张(参数u=4)约降低2.9dB，而分段线性压缩扩张(参数k=0.5)约降低5.6dB。可见，本发明可以大大降低信号的峰均功率比，避免了信号进入功率放大器的非线性区，从而避免了由此引起的非线性失真。

在同样的参数设置下，对于加性高斯白噪声信道，当要求误比特率等于10^-5时，线性压缩扩张、分段线性压缩扩张、非线性对称压缩扩张和非线性准对称压缩扩张所需的信噪比分别为14dB、13dB、13.5dB和12.2dB，而对于同样的PAPR改善，采用现有的限幅滤波的方法所需的信噪比为18dB。与其相比，线性压缩扩张、分段线性压缩扩张、非线性对称压缩扩张和非线性准对称压缩扩张分别有4dB、5dB、4.5dB和5.8dB的改善。可以看出，应用本发明的系统的性能改善是明显的。

当然可以理解前面的描述只是以举例的方式给出的，在本发明的范围内可以进行修改。例如，可以采用其他的变换规则，即其它的压缩扩张曲线和参数设置方案，以及其他的包括硬件和软件在内的物理实现方式。

在目前的多载波通信系统中，本发明完全可以取代现有的限幅滤波和压缩扩张的方法。同时，对于像无线多媒体通信这样实时性要求较高且接收机不宜太复杂的系统来说，本发明可以作为一个候选方案来降低多载波信号的峰均功率比，并保持多载波通信系统本身所具有的优点。

应该指出，采用本发明的多载波通信技术还可以被应用到光纤通信系统中去。

Claims (6)

1、一种降低多载波通信系统中信号的峰均功率比的方法，其特征在于，通过数值变换对发射端功率放大器输入信号的功率进行重新分配，增强小信号同时减弱大信号，具体包括以下步骤：

第一步，在发射端，确定数值变换转换点：根据输入信号功率的概率分布，求出信号功率的期望值和峰值特性，将它们用于决定数值变换中的转换点，对于小于该点数值的信号就进行增强变换，对于大于该点数值的信号就进行减弱变换；

第二步，在发射端，确定数值变换的规则：设输入信号用x(t)表示，经过数值变换的输出信号用y(t)表示，数值变换的规则，即x(t)与y(t)之间的函数映射关系用f[·]表示；其中，f[·]由f₁[·]和f₂[·]两部分组成，它们满足下面条件：

式中｜·｜表示取绝对值；m是由第一步中得出的信号功率的期望值和峰值特性决定的转换点参数；

第三步，在接收端，确定对接收信号进行与发射端对应的反变换的规则：同样，设输入信号用x(t)表示，经过数值反变换的输出信号用y(t)表示，数值反变换的规则，即x(t)与y(t)之间的函数映射关系用g[·]表示；其中，g[·]出g₁[·]和g₂[·]两部分组成，它们满足下面条件：

式中|·|表示取绝对值；m＇是与第二步中得出的参数m对应的转换点参数。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所说的第二步中，所说的输入输出变换规则如下：

式中，参数k,b分别被称为斜率和截距，它们分别满足0＜k＜1和b=(1-k)*m，此处m为输入信号功率的期望值；

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所说的第二步中的输入输出变换规则如下：其中，k为一个小于1的正常数。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所说的第三步中在接收端，确定反变换中压缩扩张曲线的形状，其输入输出变换规则如下：

式中，参数k′与第二步中得出的k保持一致，参数b＇满足b＇=(1-k′)*m＇，此处m＇为反变换器输入信号功率的期望值。

5、一种采用如权利要求1所述的方法的装置，其特征在于，包括一个将输入信号x(t)分为|x(t)|≥m和|x(t)|＜m两部分的门限判断单元，一个接收|x(t)|≥m部分信号的扩张器，一个接收|x(t)|＜m部分信号的压缩器和一个将经压缩器和扩张器后被叠加的数字信号转换成模拟信号的数/模转换器。

6、一种采用如权利要求1所述的方法的装置，其特征在于，包括一个将输入信号x(t)分为|x(t)|≥m和|x(t)|＜m的两部分的门限判断单元，一个接收|x(t)|≥m部分信号并对该信号进行转换的扩张型数/模转换器和一个接收|x(t)|＜m部分信号并对该信号进行转换的压缩型数/模转换器。

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