CN1304232A - 信号功率动态范围压缩电路和应用该电路的功率放大器 - Google Patents

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Abstract

在一输入信号功率动态范围压缩电路中,一输入信号由一定向耦合器分配到一线性信号传输通路和一压缩信号产生通路,在该压缩信号产生通路中,从输入信号产生一压缩信号,所述压缩信号保持输入信号的峰值与平均值功率之比值小于一预定值。由一功率合成器将所述的压缩信号与已通过线性信号传输通路的输入信号合成。

Description

信号功率动态范围压缩电路和应用该电路的功率放大器
本发明涉及一种用于将一发送信号放大器和一接收放大器输入信号的功率动态范围压缩的电路，和一种使用该动态范围压缩电路的功率放大电路。
近来，推广多载波无线电通信方法，它使应用多窄带载波进行高速传输成为可能。与单载波高速传输相比，多载波高速传输对在传播通路上的衰落(现象)或一些其它变化的影响敏感度较小，因此比延迟波更加稳定。此外，多载波系统具有无线电电路简单和放松施加到所使用的无线电电路上的要求的优点。
多载波无线电通信方法适合于高速传输，并已经在固定的微波通信系统和多通道访问无线电系统中实际应用。
近几年来，已经提出一种OFDM(正交分频多路转换技术)无线电通信方法，用来在微波波段例如在IEEE802.11的5-千兆赫波段进行高速传输。现今正在研究在广播领域中OFDM系统在下一代数字电视中的应用。
这些多载波无线电通信方法包括多种特征，但具有由于互调失真和由非线性传输而出现的符号间干扰，从而产生的频带外的漏泄功率增加的问题。例如，在频率转换器或功率放大器中产生传输上的互调失真。特别是，功率放大器的非线性影响大。通常，如果相应于PAPR(峰值对平均值功率比)没有提供输出补偿，多载波的同步放大将产生互调失真。因此，多载波传输的功率放大器需要有足够高的饱和输出。通常，由于饱和输出的增加，功率放大器变得庞大且昂贵，这是因为其涉及到电源和散热片尺寸的增加。
迄今，4-载波16-QAM和4-载波256-QAM系统已经被应用在固定微波通信中。这些系统中的功率放大器结合由具有四分之一波长线的信号多路复用器产生的单个的放大信号。多载波的单个放大是为了避免由多载波的多路复用而产生的增加PAPR的问题。
迄今所提出的用于在多载波传输中抑制PAPR的方法是：一种用于设置载波的初相的方法(shoichi NARAHASHI和Toshio NOJIMA，“一种用于多频音信号系统的新的相位调整方法，用来降低峰值对平均值功率比(PAPR)，”见电子，信息和通信工程师协会会报B-Ⅱ,Vol.J78-B-Ⅱ,No.11,pp.663-671,Nov.,1955)；一种用于特殊信号模式且不产生峰值的方法(美国专利号5,381,449,“用于QAM通信系统的峰值对平均值功率比缩减方法”)；一种使用误差校正码的方法(T.A.Wilkinson和A.E.Jones，“由分组编码来进行多载波传输的包络功率峰值与平均值之比的极小化方法”，在第45届IEEE Vechi.Technol.Conf.,pp.825-829,1995会议论文集)；一种多路技术峰值功率抑制信号方法(Shigeru TOMOSATO和Hiroshi SUZUKI，“一种平滑包络并行调制/解调方法”，IEICE,RCS 95-77,Sept.,1995技术报告)；和一种使用归一正交变换的方法(日本专利申请公开特许公报NO.10-178411，相应的美国专利申请序列号NO.08/948,090)。特别是，已知一用于OFDM的PAPR抑制方法，一种多路复用信号波形消波方法(X.Li和L.J.Cimni,Jr.,“OFDM的性能的削波和滤波效果”，第47届IEEE Vechi.Technol.Conf.,pp.1634-1638,1997会议论文集)和一种根据峰值功率实现传输输出控制的方法(yoichi MATSUMOTO,NobuakiMOCHIZUKI和Masahiro UMEHIRA，“一种用于宽带微蜂窝状OFDM系统的新的峰值功率缩减技术”IEICE,RCS97-143,Oct.,1997技术报告)。
在多载波无线电通信中对缩减PAPR的需求是在不增加频带外的功率泄漏的情况下防止传输性能的降低。依照这种需求，多路复用信号波形的削波导致频带外的功率泄漏。根据峰值功率控制传输输出在保持信道的质量上遇到困难。初相设置方法难于应用到有时改变相位的已调制波上。归一正交变换的利用的缺陷在于载波的相位波动降低了载波间的正交性，从而导致峰值功率的提高。误差校正码的应用和峰值功率压缩信号的多路复用的应用都引起了传输频带的扩大。这样，传统的PAPR缩减方法具有这样的问题：传输频带的扩大，难于应用到已调制波，频带外的失真增加和保持信道质量困难。
峰值功率的缩减方法应用于已调制波均包括：在发送端的抑制峰值功率的信号处理和在接收端的接收信号的重新构成的信号处理。为了使峰值功率压缩电路的制造容易并达到高效的放大从而允许减小功率放大器的尺寸，重量和功率消耗，所需的是应用一峰值功率抑制方法，该方法在尽可能的仅在发送端进行。在这方面，初相设置方法和使用PAPR缩减信号点的方法是有效的，但前者难于应用到已调制波，后者被限制在应用于传输信号顺序中。
本发明的一个目的是提供一种输入信号功率动态范围压缩电路，该电路不产生输入信号频带外的功率泄漏并在不管输入信号的相位变化如何，均能使信号功率动态范围有效压缩，还提供一种使用该动态范围压缩电路的功率放大电路。
根据本发明的信号功率动态范围压缩电路，包括：
一定向耦合器，用于将一个输入信号分配为两个信号的；
一线性信号传输通路，用于线性传输两个分配的输入信号的其中之一；
一压缩信号产生通路，用于产生一包含一与分配的另一的输入信号反相的分量的压缩信号；和
一功率合成器，用于将从线性信号传输通路和压缩信号产生通路输出的输出信号进行功率合成。
一功率放大器，连接到上述信号功率动态范围压缩电路的输出端，用来形成一功率放大电路。
图1为一方框图，示出了本发明的基本结构；
图2为一示意图，示出了功率放大器的输入矢量，用来解释本发明的工作原理；
图3为一曲线图，描绘了功率放大器的输入信号的频谱；
图4为一曲线图，示出了从功率放大器输出的输出信号的频谱；
图5为一方框图，示出了本发明的第一实施例；
图6为一曲线图，概念地示出了工作特性，用于解释体现本发明的功率放大器的放大效率。
图7为一方框图，示出了本发明的第二实施例；
图8为一方框图，示出了本发明的第三实施例；
图9为一方框图，示出了本发明的第四实施例；
图10为一方框图，示出了本发明的第五实施例；
图11为一方框图，示出了本发明的第六实施例；
图12为一曲线图，示出了当一CDMA信号作为一压缩信号注入与输入信号相同的频带时，放大器的输入的频谱；
图13为一曲线图，示出了当一CDMA信号进入与输入信号相同的频带时，放大器的输出频谱；
图14为一曲线图，示出了当载波信号作为一压缩信号注入与输入信号相同的频带时，放大器的输入频谱；
图15为一曲线图，示出了当载波信号注入到与输入信号相同的频带时，从放大器输出的输出频谱；
图16为一曲线图，示出了当载波信号作为一压缩信号注入与输入信号不同的频带时，放大器的输入频谱；
图17为一曲线图，示出了当载波信号注入与输入信号不同的频带时，从放大器输出的输出频谱；
图18为一方框图，示出了本发明的第七实施例；
图19为一方框图，示出了本发明的第八实施例；
图20为一方框图，示出了本发明的第九实施例；
图21为一方框图，示出了本发明的第十实施例；
图22为一方框图，示出了本发明的第十一实施例；
图23为一方框图，示出了本发明的第十二实施例；
图24为一方框图，示出了本发明的第十三实施例。
在图1中，以方框形式描绘了根据本发明的信号功率动态范围压缩电路和使用该电路的功率放大电路的基本结构。
在图1中，信号功率动态范围压缩电路，由100表示，其包括：一定向耦合器2，一线性信号传输通路21，一压缩信号产生通路22，和一功率合成器6。图1描述了这样的情况，功率合成器6的输出端连接到一功率放大器8，以形成一功率放大电路。定向耦合器2将位于输入端的输入信号SIN分配成两通路21和22。定向耦合器2可以是一功率分配器，但以下的实施例将全部用定向耦合器2来描述。一通路21为一线性信号传输通路，由延迟线3构成，而另一通路22为一压缩信号产生通路，包括一压缩信号产生器4。该压缩信号产生器4检测输入信号SIN的功率，并产生一信号用于压缩功率放大器8的输出补偿SPC(该信号在下文中称为是一压缩信号)。压缩信号SPC将功率合成器6与来自延迟线3的输出SD合成，以形成一合成信号SC用于压缩功率放大器8的输出补偿。压缩信号SC被施加到功率放大器8上，由输入端注入的压缩信号SPC由连接到功率放大器8上的压缩信号消除电路10消除。
参照图2，将描述本发明的工作原理。图2描绘了在各自的已调制信号受到正交检波的情况下，功率放大器8的输入信号的矢量。
压缩信号产生电路4产生压缩信号SPC，其矢量SPC与线性信号传输通路21的输出矢量SD合成为合成矢量SC。如下文所述，有两个这种类型的压缩信号产生电路：一个用于产生压缩信号SPC的电路，其压缩输入信号的峰值功率，另一个用于产生压缩信号SPC的电路，其压缩峰值对平均值功率比。
如图2所示，在抑制峰值功率的情况下，压缩信号产生器4产生压缩信号矢量SPC，该矢量与输入信号矢量SIN的相位差将近180°(因此信号矢量SD与其相应)。如下文所述，通过检测放大器输入信号的峰值功率产生压缩信号矢量SPC，然后检测输入信号的振幅和相位并产生一具有保持不变量的振幅的信号矢量SD。在图1所示的示例中，一与输入信号的相位差为180°的单音信号(一单频信号)由压缩信号产生器4中的一低频振荡器产生。结果是，由定向耦合器6产生的合成矢量的大小保持不变。具有这样产生的压缩信号SPC，压缩信号产生器4保持其输出直到下一检测峰值功率等于或大于预设定的阈值。这样，在每一次峰值功率的检测中，产生该与输入信号的相位差将近180°的矢量，且与从线性信号传输通路21输出的信号SD合成，以获得峰值功率被抑制的合成信号SC，该合成信号SC施加到功率放大器8上。通过这样减小输入信号的峰值功率，能够获得合成信号SC，其中输入信号SIN的功率动态范围被抑制在一理想范围内。
由压缩信号产生器4产生的压缩信号SPC为一单频信号(下文也称为单音信号)。压缩信号SPC被频率转换到一与输入信号SIN的频带不同或相同的频带。图3描述了一示例，其中压缩信号SPC被频率转换到与输入信号SIN不同的频带。如图所示，放大器的输入信号SIN和压缩信号SPC位于不同的频带。图4描述了功率放大器8的输出频谱。如果需要，在功率放大器8的输出端设置一带通滤波器(BPF)作为压缩信号消除器10，从而利用带通滤波器的频率特性消除由功率放大器8的输入端注入的压缩信号。
这样，传输信号的峰值功率被抑制，然后其功率被功率放大器8放大，压缩信号SPC的分量被带通滤波器10消除，通过该带通滤波器10能够提供一峰值功率缩减方法，其在传输电路中完成。因此，抑制功率放大器8的输入的峰值功率，减小了其输出补偿，从而能高效放大。当然，产生在输入信号的峰值功率的检测点之间的间隔的压缩信号的矢量被保持恒定，但输入信号矢量变化；因此，它们的合成向量并不总保持恒定。
图3和图4所示，应用一单音信号，一调制波可被用来作为压缩信号SPC。
接下来，将描述在抑制PAPR的情况下，压缩信号产生器4的工作。工作的基本原理与抑制峰值功率的基本原理相同，但在这一情况下，压缩信号SPC被用来减小输入信号SIN的PAPR。随检测输入信号SIN的PAPR开始产生压缩信号SPC，如果检测到的比率等于或大于预设定值，压缩信号SPC的矢量由压缩信号产生器4确定，从而合成信号SC的PAPR等于或小于预测值。结果是，合成信号SC可通过抑制输入信号SIN的PAPR来获得。用于抑制PAPR的信号SPC被频率转换到一与输入信号SIN的频带不同或相同的频带。如果需要，压缩信号SPC可被位于频率放大器8的输出端的带通滤波器10消除。为了减小输入信号SIN的PAPR，压缩信号SPC的矢量被如此确定，即为了相对于例如峰值功率增加和/或减小平均功率。
可产生用于抑制PAPR的压缩信号SPC，从而合成信号SC的振幅取预定的固定值，该值比输入信号SIN的预测峰值足够地小。图2示出信号在一IQ平面的轨迹，其由合成信号SC的正交检波获得。在该情况下，如图2中的圆所示，合成信号SC的包络取一固定值。在下文中描述的实施例中，该压缩信号SPC被称为固定包络信号。
这种传输信号的PAPR的减小可抑制功率放大器8的输入信号动态范围。此外，能够提供一PAPR抑制方法，其在传输电路中完成。此外，放大器输入信号的PAPR的抑制减小了输出补偿，并可进行高效放大。
第一实施例
图5以方框图的形式示出了本发明的第一实施例，其中如图1所示的信号功率动态范围压缩电路的基本结构被应用于峰值功率的抑制。放大器输入信号SIN被定向耦合器2分配到由延迟线3形成的线性信号传输通路21和由压缩信号产生器4形成的压缩信号产生通路22。压缩信号产生器4由一电平鉴别器41，一峰值功率检测器42，一低频振荡器44，一频率转换器45，一可变移相器46和一可变放大器47V级联形成。电平鉴别器41监测一分配的输入信号SIN的振幅的瞬时值。在电平鉴别器41中，监测到的瞬时值与预定阈值比较，且仅当前者等于或大于后者时，分配的输入信号SIN供给峰值功率检测器42。该峰值功率检测器42由一正交解调器形成，其实现对由电平鉴别器41输出的输入信号SIN的正交检测，检测输入信号SIN的矢量(振幅和相位值)。这样检测的振幅和相位值输入到低频振荡器44中。
低频振荡器44由合成器形成，其中振幅和相位值可以被设定。为了抑制功率放大器8的输入功率动态范围，低频振荡器44被设定从而使其振荡信号与检测到的相位值的相位之差将近180°；即，低频振荡器44中设定的相位与由峰值功率检测器42检测到的相位相反。选定振幅值，这样，由峰值功率检测器42通过数值计算而估算的合成信号SC将具有一恒定的包络。这就使矢量的压缩信号SCC的产生抑制峰值功率。合成器输出被频率转换器45频率转换到一预定的频带，该预定频带可以与放大器输入信号SIN的频带相同或不同。经频率转换的压缩信号的振幅和相位被可变移相器46和可变放大器47V进行最终的调节。这样最终经调节的压缩信号SPC的功率与由延迟线3而来的信号SD由频率合成器6合成。结果是，输出信号的峰值功率减小。在该实施例中功率合成器6分配合成的信号SC。合成信号SC的功率被主要地送给功率放大器8，部分地被送给一控制通路。可变放大器47V也可由可变衰减器和一放大器组成。
在图1中描绘的基本结构中，依据输入信号SIN的峰值功率的检测，其被与其相位相反的压缩信号SPC抑制，但由于输入信号SIN的矢量随时间变化，合成信号SC的瞬时振幅值在下一输入信号SIN的峰值功率被电平鉴别器41检测之前，可能超过前述的预定阈值。
为了避免上述情况，附图5中的实施例在控制通路23中使用一压缩信号调节部分11，通过该部分保持合成信号SC的电平不超过阈值。压缩信号调节部分11由一电平鉴别器15，一峰值功率检测器16和一控制电路17级联而成。电平鉴别器15确定分配的合成信号SC的峰值功率是否超过预定阈值，如果超过，就将合成信号SC传输到峰值功率检测器16。峰值功率检测器16对输入到其上的合成信号SC的进行正交检波，检测其相位和振幅，并将其送到控制电路17。基于这样检测的相位和振幅，控制电路17通过一根据逐步方式的自适应算法控制可变移相器46的相位移动的量，并控制可变放大器47V的放大系数，从而使合成信号SC的峰值功率小于阈值。
控制电路7由一微型计算机形成，其通过一扰动法，最小二乘估算法，或类似算法来控制可变移相器46和可变放大器47。控制电路17的控制操作可通过一数字或模拟电路实现。可变放大器47V可被一可变衰减器取代，该可变衰减器可实现相同的峰值电压抑制效果。低频振荡器44的振幅和相位同样可由控制电路17控制。
根据本实施例，由于输入信号SIN的功率动态范围可被其峰值功率的自适应抑制来减小，功率放大器8的输出补偿可被减小。这使得功率放大器8能够达到高效放大。
图6显示依照能耗效率，通过将本发明的信号功率动态范围压缩电路连接到功率放大器8的输入端，可提高放大效率。例如，在输入信号具有10-dBPAPR的情况下，峰值功率的4-dB的抑制将形成功率放大器8的输入合成信号SC的6-dBPAPR减小。这可使在峰值功率的抑制之前的输出补偿从10-dB降低到6dB。峰值功率的4-dB的抑制对功率放大器8的放大效率具有如下文描述的影响。通过应用本发明，假定放大器8为“A”类放大器，其最大能耗效率在饱和输出点为50％，且其输出补偿被限是为1-dB增益压缩点与工作点之差，能耗效率可被提高约10％，但若不使用本发明，能耗效率约为4％。这样，即使峰值功率没有被完全抑制，本发明也能有效地提高功率放大器8的放大效率。且不产生频带外的功率泄漏或符号间干扰。
第二实施例
图7以方框图的形式示出了本发明的第二实施例，其中图5中的压缩信号产生器4的峰值功率检测器42由一峰值功率检测器43构成，其测量输入信号SIN的峰值功率，该检测器例如是一二极管检测器或热电偶。峰值功率检测器43仅检测输入信号SIN的峰值功率，但不检测其相位值。因此，低频振荡器44在一适当的初始相位振荡。从功率合成器6的输出通过电平鉴别器15和峰值功率检测器16提供给控制电路17，该控制电路逐步地控制可变移相器46的相位值和可变放大器47的振幅值，直到最小峰值功率被检测到。本实施例的配置可使峰值功率检测器的结构简化。
第三实施例
图8以方框图的形式示出了本发明的第三实施例。如图5和图7的实施例所述，使用一带通滤波器作为压缩信号消除器10，用于消除功率放大器8输出中的压缩信号，然而图8的实施例并不使用带通滤波器，其结构是，其中消除信号SCC通过将压缩信号SPC的相位反相并注入功率放大器8的输出中来产生，用于消除压缩信号分量。一包括用于消除压缩信号分量的通路的合成信号产生器9，通过一反相器91，一可变移相器92和一可变放大器93级联而成。所述反相器91将由定向耦合器18分配的压缩信号SPC的相位反相，并输出经反相的信号作为消除信号SCC。
可变移相器92和可变放大器93由一控制电路53以逐步的方式控制，以调节消除信号SCC的相位和振幅。功率放大器8的输出和消除信号SCC由一功率合成器/分配器10合成/分配，该合成的输出功率主要被提供给一输出终端TO，部分被提供给一合成信号调节部分50供监测器使用。消除信号调节部分50由一电平鉴别器51，一峰值功率检测器52和控制电路53级联而成。消除信号调节部分50与压缩信号调节部分11以相同的方式工作，调节消除信号SCC的相位和振幅，以逐步的方式控制可变移相器92和可变放大器93，直到功率放大器8的输出中剩余的压缩信号分量的电平小于预定的场强。用于调节振幅分量的可变放大器93可被一可变衰减器代替。
该实施例适合应用于这种情况，即当为了抑制其峰值功率，输入信号SIN的频率和注入的载波(压缩信号)彼此非常接近，输入信号SIN的频带和压缩信号彼此重叠或完全一致时，如在第一实施例中，注入的载波不能被带通滤波器10消除。当用于压缩峰值功率的载波被注入到一多载波信号或CDMA载波时，该实施例特别有效。
第四实施例
图9以方框图的方式示出了本发明的第四实施例，其中用于消除图8的实施例中的压缩信号分量的配置用于图7实施例。因此，本实施例使用一二极管检测器或热电偶作为峰值功率检测器，与图7所示的第二实施例的情况相同。这种配置可简化峰值功率检测器的结构。控制电路17以逐步的方式，控制可变移相器46的相位值和可变放大器47V的振幅值，直到检测到最小峰值功率。可变放大器47V可被一可变衰减器替代。合成信号产生器9与第三实施例中使用的相同。从而，峰值功率检测器和低频振荡器可以简单的结构制成。
第五实施例
图10以方框图的形式示出了本发明的第五实施例。如图9的实施例所述，使用压缩信号SPC作为消除信号SCC，并被施加到作为压缩信号消除器的功率合成器/分配器10，而图10的实施例中，由峰值功率检测器43的输出中产生消除信号SCC。即，在该实施例中，基于由在压缩信号产生通路22中的峰值检测器43检测到的输入信号的相位和振幅，用于消除剩余压缩分量的矢量由一低频振荡器95，一频率转换器96，可变移相器92和可变放大器产生。该方法易于产生用于消除压缩信号的信号。此外，由于合成的信号产生通路的结构相似于压缩信号产生通路，在装置的结构中对于各部分可以应用共用模块。
第六实施例
图11以方框图的形式示出了本发明的第六实施例，其中在图5的实施例中的由低频振荡器44产生的信号使用一种特定代码调制。该方法易于检测施加到功率放大器8上的合成信号SC的峰值功率。由低频振荡器44产生的压缩信号矢量易于在噪声或类似情况的影响下使振幅和相位变化。考虑到增加压缩信号的稳定性，该实施例由一代码产生器49产生一特定代码，如PN序列，并使用它对由低频振荡器44产生的单音信号进行调制。该经调制的信号通过频率转换器45，可变移相器46和可变放大器47被提供给功率合成器6，通过该功率合成器上述信号与线性信号传输通路21的输出合成，该合成的输出被输入到功率放大器8。由于该实施例使用代码调制的信号作为压缩信号，需要设置频率转换器445，从而代码调制的信号的频带位于输入信号SIN的外侧。
在通路23中(由功率合成器6，电平鉴别器15，峰值功率检测器16和控制电路17组成)为了监测合成信号的峰值功率，电平鉴别器15监测峰值功率，峰值功率检测器16检测可变移相器46和可变放大器47V的控制变量。此时，峰值功率检测器16通过与由代码产生器49产生的相同的代码解调输入信号。这就使压缩信号的稳定性增加了。该结构使用作为压缩信号的信号被由如上所述的应用在图7所示的实施例中的代码产生器49产生的代码进行调制。其也可以应用于图8,9和10的实施例中，其中压缩信号的频带可与输入信号的频带重叠或完全一致。
在图11中，使用代码调制的压缩信号SPC的配置的实施例，和在该配置被应用于图8,9和10的实施例中的情况下，功率放大器8的输出的压缩信号分量可被消除信号SCC消除，即使压缩信号SPC被频率转换，然后与从线性信号传输通路21输出的，在与输入信号SIN的频带重叠的频带上的输出信号SD合成。例如，当输入信号为一CDMA信号，其频带由图12中的ST1表示，使用一具有与ST1相同的频带的SSPC代码(一扩展频谱代码)来执行调制。结果是，功率放大器8的输出中的压缩信号分量被带通滤波器10消除。实际上，压缩信号分量并没有被完全消除，而是如图13所示留在CDMA信号频带中作为残余；然而，其可被减小到可忽视的程度。
类似地，如图14所示，例如，在图8,9和10的实施例中的输入信号SIN为一多载波信号和一作为压缩信号SPC的载波信号，其被注入与输入信号SIN相同的频带(即，与线性信号传输通路21的输出信号由功率合成器6合成)，一与压缩载波信号相位相反的一消除载波信号与功率放大器8的输出由功率合成器/分配器10合成，如图15所示，通过该合成器/分配器，剩余的压缩载波信号可被消除到一较低的电平。
如图16所示，在压缩载波信号被注入输入多载波信号的频带之外的频带的情况下，如图17所示，通过将一与功率合成器/分配器10中的压缩载波信号相位相反的消除载波信号注入，功率放大器8的输出中的压缩信号分量(例如压缩载波分量)可被消除到足够低的电平。
第七实施例
图18示出了本发明的第七实施例。在上述的图5,7到11的实施例中，监测由功率合成器6分配的输出，控制可变移相器46和可变放大器47V，从而峰值功率不会超过阈值，可基于监测的输出控制低频振荡器44。如图18所示为图5的实施例的这种控制的一种应用。压缩信号产生器4由电平鉴别器41，峰值功率检测器42，低频振荡器44，频率转换器45和一放大器47组成。由压缩信号产生器4根据来自定向耦合器2的信号产生压缩信号SPC以监测的功率放大器8的输入信号。压缩信号SPC与线性信号传输通路21的输出通过功率合成器6合成，以减小功率放大器8的输入信号的峰值功率。
电平鉴别器41监测功率放大器8的输入信号的振幅。这样监测到的振幅的瞬时值在电平鉴别器41中与预定的阈值比较，如果该瞬时值大于该阈值，则输入信号SIN被提供给峰值功率检测器42。
峰值功率检测器42执行由电平鉴别器41而来的输入信号SIN正交检波，以检测输入信号的矢量(振幅和相位值)。这样检测的振幅和相位值在低频振荡器44中被设定。
低频振荡器44由一合成器构成，其中振幅和相位可以被设定。在这种情况下，相位值被设定为与输入信号的相位相差将近180°，从而抑制放大器的输入。低频振荡器44产生一具有预定的振幅和相位值的单音信号。这就提供了一矢量用来抑制峰值功率。
低频振荡器44的输出被频率转换器45进行频率转换到一预定的频带。振荡器输出可被频率转换到一与放大器输入信号SPC相同或不同的频带。这样被频率转换的压缩信号SPC通过放大器进行电平调节，然后被提供给功率合成器6，在其中将其与延迟线3的输出信号合成。合成的输出主要应用于功率放大器8，部分被应用于控制通路23。
在控制通路23中，电平鉴别器15鉴别分配信号的振幅的瞬时值，当该瞬时振幅值大于预定的阈值时，峰值功率检测器16对该信号进行正交检波。控制电路17使用经正交检波的信号来控制单音信号的振幅和相位值，该单音信号由低频振荡器44产生，通过自适应性算法以逐步的方式减小放大器的输入信号SC的峰值功率。控制电路17由微处理器构成，并使用一种扰动法，最小二乘方估算法，或类似的自适应性算法。
如上所述的这种对低频振荡器44的控制等同于在从基带中接收放大器输入信号时，抑制其峰值功率。在基带中的控制操作可在比调制信号的频带更宽的操作频带中进行控制。这就使得控制电路的结构简化。一调制波可被用作压缩信号，在这种情况下，本实施例的结构不需要被修改，同样可获得如前所述的效果。
在参照图5,7至11和18的实施例中，一在检测其峰值功率时，产生与输入信号SIN相位相反的信号，作为压缩信号SPC与输入信号SIN(严格地说，是线性信号传输通路21的输出信号SD)合成。即，可确定压缩信号矢量从而合成的矢量总具有小于预定值的固定振幅值，但压缩信号需要具有一分量，该分量的相位至少与输入信号矢量的相位相差180°。
如图5,7至11和18所示的实施例，检测并减小输入信号的峰值功率，从而压缩输入信号功率的动态范围，以下的实施例将描述通过减小输入信号的PAPR来压缩输入信号的动态范围。
第八实施例
图18以方框图的形式示出了本发明的第八实施例，其中放大器输入信号SIN由定向耦合器2分配到由延迟线3构成的线性信号传输通路21和由压缩信号产生器4构成的压缩信号产生通路22。压缩信号产生器4由正交检波器4A，固定包络信号产生器4B，频率转换器45，可变移相器46和可变放大器47级联而成。正交检波器4A对输入信号进行正交检波，来监测其向量(相位和振幅)。监测到的与输入信号的相位相反的向量提供给固定包络信号产生器4B。对于输入信号的振幅，固定包络构成信号产生器4B通过数值计算来估计合成信号SC并以这样一个值设定振幅，即合成信号SC具有一固定包络。通过上述方法，能够产生一向量，其可抑制输入信号的PAPR。
固定包络信号产生器4B的输出被频率转换器45进行频率转换到一预定频带。在这种情况下，输出可被频率转换到一频带，该频带可与放大器输入信号的频带相同或不同。经频率转换的压缩信号SPC的振幅和相位被可变移相器46和可变放大器47作最终的调节，然后，由功率合成器6注入到放大器输入信号。可变放大器47V可由可变衰减器代替。在控制通路23中，PAPR检测器19检测从功率合成器6分配的信号的峰值电压和平均值电压的比率，或峰值功率和平均值功率的比率，当检测到的比率大于预定阈值时，PAPR检测器19对输入信号进行正交检波，控制电路17通过一自适应性算法，以逐步的方式控制可变移相器46和可变放大器47V。即，在对由功率合成器6合成的信号SC进行正交检波之后，在IQ平面上信号SD和SPC的相位相差180°，但该合成信号SC的矢量不总具有固定包络的矢量。为了避免这种情况，控制电路17通过PAPR检测器19监测合成信号SC的振幅，并控制可变移相器46和可变放大器47V，以调节压缩信号SPC的相位和振幅，从而合成信号SC将具有预定的振幅。换言之，可变放大器47V和可变移相器46逐步地控制固定包络构成信号SPC的振幅和相位，从而合成信号SC将具有一固定包络矢量。这种控制可通过多种自适应性算法例如最陡下降算法和最相似估算法来进行。
例如，PAPR检测器19可具有一二极管检测器。在测量峰值功率的情况下，使用一小时间常数的二极管检测器。检测器输出被抽样，一监测检测器输入电压的瞬时值，最大瞬时值被设定为峰值功率值。在测量平均功率的情况下，使用一大时间常数的二极管检测器；该检测器的输出被抽样，其平均值被设定为平均功率值。一热电耦可被用来代替二极管检测器。控制电路17由一微型计算机构成，通过扰动法，最小二乘方估算法或类似算法来控制可变移相器46和可变放大器47V。在这种情况下，可变放大器47V也可被一可变衰减器代替，能够达到与前述相同的PAPR减小。
例如，在输入信号具有10-dBPAPR的情况下，将峰值功率抑制4-dB将使功率放大器8的输入合成信号SCPAPR减小6-dB。这可使在峰值功率的抑制之前的输出补偿从10-dB降低到6dB。抑制峰值功率4-dB对功率放大器8的放大效率具有如下文描述的影响。通过应用本发明，假定放大器8为“A”类放大器，其最大能耗效率在饱和输出点为50％，且其输出补偿限定为1-dB增益压缩点与工作点之间的差，能耗效率可被提高约10％，但若不使用本发明，能耗效率约为4％。这样，即使峰值功率没有被完全抑制，本发明也能有效地提高功率放大器8的放大效率。且不产生频带外的泄漏或符号间干扰。
第九实施例
图20以方框图的形式示出了本发明的第九实施例。其在如图19的实施例的压缩信号产生通路22中使用一包络检波器4C来代替正交检波器4A。这可简化压缩信号产生器4的结构。
第十实施例
图21以方框图的形式示出了本发明的第十实施例，在该实施例中，压缩信号SPC的相位被反相，以形成消除信号SCC，其被注入放大器输出，以在放大器8的输出侧消除PAPR压缩信号。构成一压缩信号消除通路的合成信号产生器100，其由反相器信号产生器101，可变移相器102和一可变放大器103级联而成。可变移相器102和可变放大器103由控制电路105逐步地控制。控制电路105逐步地控制可变移相器102和可变放大器103，直到PAPR压缩信号的电平下降小于预定场强。
可变放大器103可由可变衰减器代替。该实施例适合于应用在这种情况下，即输入信号SIN和用于PAPR抑制的注入的载波的频率彼此非常接近，注入的载波不能被如第八实施例所述的带通滤波器或类似设备消除。例如，当用于压缩峰值功率的载波被注入到多载波信号或CDMA载波时，该实施例特别有效。
第十一实施例
图22以方框图的形式示出了本发明的第十一实施例，其如在第九实施例的压缩信号产生通路22中一样使用一包络检波器4C来代替正交检波器4A。这也可简化压缩信号产生器4的结构。合成信号产生器100与在第十实施例中应用的相同。
第十二实施例
图23以方框图的形式示出了本发明的第十二实施例，其在压缩信号产生通路22中使用从固定包络信号产生器4B的输出，以产生用于消除从功率放大器8的输出中的压缩信号分量的矢量。该方法易于产生用于消除压缩信号SPC的消除信号SCC。此外，由于合成信号产生通路在结构上与压缩信号产生通路类似，因此，在装置的结构中的对应部分可应用共用模块。
图5,7至11和19至23中的信号功率动态范围压缩电路在其结构和效果上都相似。任何抑制峰值功率或峰值对平均功率比的电路，可减小功率放大器的输出补偿，从而可进行高效放大。
第十三实施例
图24以方框图的形式示出了本发明的第十三实施例，其中，压缩信号产生器4由正交检波器4A，固定包络信号产生器4B，频率转换器45和放大器47组成。
正交检波器4A对输入信号SIN进行正交检波，以监测其矢量(振幅和相位值)。监测到的矢量由固定包络信号产生器4B设定为与放大器输入信号SIN的相位相差180°，以便抑制该输入信号。固定包络信号产生器4B的输出被频率转换器45频率转换到一预定频带。在这种情况下，输出可被频率转换到与放大器的输入信号相同的频带或不同的频带。频率转换压缩信号SPC的电平被放大器47调节，并与由延迟线3来的信号SD由功率合成器6合成，合成的信号SC提供给放大器8。
控制通路23包括PAPR检测器19和控制电路17。PAPR检测器检测由功率合成器6分配的合成信号的峰值功率和平均功率，当PAPR大于预定的阈值时，对合成信号进行正交检波，以获得其相位和振幅。基于这种检测到的相位和振幅，控制电路17逐步地控制固定包络信号产生器4B的振幅和相位值，从而使PAPR下降小于阈值。控制电路17由一微型计算机构成，并应用扰动法，最小二乘方估算法或类似算法。
控制电路17以这样一种方式进一步控制固定包络信号产生器4B的振辐和相位，即减小了放大器8的输入信号(该信号是由延迟线3形成的线性信号传输通路21的输出和压缩信号产生通路22的输出合成的合成信号)的PAPR。对固定包络信号产生器4B的控制等同于在基带中接收放大器输入信号SIN时对PAPR的抑制。在基带中的控制操作允许在比调制信号频带宽的操作频带中进行。这就简化了控制电路的结构。一单音信号可被用作压缩信号，在这种情况下，本实施例的结构不需作改进，就可获得如前所述的效果。
上述的本发明被用于功率放大器8的输入信号的功率动态范围的压缩，本发明并不局限于此。通过将本发明应用在，例如，A/D转换器的输入中，其输入范围可通过压缩输入信号功率动态范围来减小，这就可使用结构简单，便宜的A/D转换器。
本发明的效果
如上所述，根据本发明的信号动态范围压缩电路不对输入信号削波，而是产生一基于输入信号的压缩信号，并将其与通过一线性信号传输通路的输入信号合成，从而对信号功率动态范围进行压缩，因此不产生频带外的功率泄漏。此外，由于压缩信号的相位根据输入信号来设定，即使在输入信号为已调制信号且其相位变化的情况下，信号功率动态范围的压缩也可有效地实现。
在功率放大器连接到信号功率动态范围压缩电路的输出端的功率放大电路中，位于功率放大器的输出端的压缩信号消除装置能够在发送端实现高效放大，且在接收端不影响压缩信号。

Claims (23)

1．一种信号功率动态范围压缩电路，包括：
一定向耦合器，用于将输入信号分配为两通路；
一线性信号传输通路，在其上线性传输分配的一通路输入信号；
一压缩信号产生通路，用于产生包含一相位与分配的另一通路输入信号的相位相反的分量的压缩信号；和
一功率合成器，用于将从所述的线性信号传输通路和从所述的压缩信号产生通路输出的信号进行功率合成。
2．如权利要求1所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括：
一电平鉴别器，用于检测大于一预定的电平的所述输入信号的峰值功率；
一峰值功率检测器，响应于所述的峰值功率的检测，用于检测所述的输入信号的相位；
一低频振荡器，用于产生一低频信号，该低频信号的相位与所述的检测到的相位相差180°；和
一频率转换器，用于将所述的低频信号转换到一所需的频带，并将所述经频率转换的信号作为所述压缩信号输出。
3．如权利要求1所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括：
一电平鉴别器，用于检测大于一预定的电平的所述输入信号的峰值功率；
一峰值功率检测器，响应于所述的峰值功率的检测，用于检测所述的输入信号的振幅；
一低频振荡器，在其中设置有所述的检测到的振幅，用于产生一低频信号，该低频信号的相位与所述输入信号的相位相差180°；和
一频率转换器，用于将所述的低频信号转换到一所需的频带，并将所述经频率转换的信号作为所述压缩信号输出。
4．如权利要求1所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括：
一电平鉴别器，用于检测大于一预定的电平的所述输入信号的峰值功率；
一峰值功率检测器，响应于所述的峰值功率的检测，用于检测所述的输入信号的相位和振幅；
一低频振荡器，用于产生一低频信号，该低频信号的相位与所述的输入信号的检测到的相位相差180°；
调制信号产生装置，用于产生一预定的调制信号；
一调制电路，用于通过所述的调制信号调制所述的低频信号，以产生一经调制的低频信号；和
一频率转换器，用于将所述的经调制的低频信号转换到一所需的频带，并将所述经频率转换的信号作为所述压缩信号输出。
5．如权利要求4所述的电路，其中所述的调制信号产生装置为一代码产生器，用于产生一特定模式的代码，作为所述的调制信号。
6．如权利要求1至4其中之一所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括：一可变移相器，用于调节所述压缩信号的相位；和可变振幅装置，用于调节所述的压缩信号的振幅，该通路还包括一压缩信号调节部分，用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而，所述的由功率分配器分配的合成信号的峰值功率下降到小于一预定值。
7．如权利要求6所述的电路，其中所述的压缩信号调节部分包括：合成信号电平鉴别装置，用于鉴别所述的分配的合成信号的电平是否大于一预定值；一合成信号峰值功率检测器，其响应于大于所述的预定值所述的检测信号电平，检测所述的合成信号的相位和振幅；一控制电路，用于根据所述的检测到的所述的合成信号的相位和振幅，来控制所述的可变移相器和所述的可变放大装置，从而所述的合成信号的电平减小到低于所述的预定值。
8．如权利要求1所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括：
一正交检波器，用于对所述的输入信号进行正交检波，并输出所述的输入信号的相位和振幅；
一固定包络合成信号产生器，用于将所述的检测到的输入信号的相位进行反相，以产生一反相的信号；和
一频率转换器，用于转换所述的经反相的信号到一所需的频带，并将所述经频率转换的信号作为所述压缩信号输出。
9．如权利要求1所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括：
一包络检波器，用于检测所述的输入信号的包络，并输出所述输入信号的相位和振幅；
一固定包络合成信号产生器，用于将所述的检测到的输入信号的相位进行反相，以产生一反相的信号；和
一频率转换器，用于转换所述的经反相的信号到一所需的频带，并将所述经频率转换的信号作为所述压缩信号输出。
10．如权利要求8或9所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路包括一可变移相器，用于调节所述的压缩信号的相位；和可变振幅装置，用于调节所述的压缩信号的振幅，其还包括一压缩信号调节部分，用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而由所述的功率分配器分配的所述的合成信号的峰值功率降低到一预定值以下。
11．如权利要求10所述的电路，其中所述的压缩信号调节部分包括：功率比检测装置，用于检测所述分配的合成信号的峰值对平均值功率比是否大于一预定值；和一控制电路，响应于所述的合成信号的功率比大于所述的预定值的检测，用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而使所述的功率比下降到所述的预定值以下。
12．如权利要求2或3所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路还包括：一压缩信号调节部分，用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而使所述的由所述的功率分配器分配的合成信号的峰值功率下降到一预定值以下。
13．如权利要求12所述的电路，其中所述的压缩信号调节部分包括：合成信号电平鉴别装置，用于鉴别所述被分配的合成信号的电平是否大于一预定值；一合成信号峰值功率检测器，响应于大于所述的预定值的所述信号电平的检测，用于检测所述的合成信号的相位和振幅；和一控制电路，根据所述的检测到的合成信号的相位和振幅，它控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而使所述的合成信号的电平下降到所述的预定值以下。
14．如权利要求6或7所述的电路，其中所述的压缩信号产生通路还包括：一压缩信号调节部分，用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而使由功率分配器分配的所述合成信号的峰值对平均值功率的比值下降到一预定值以下。
15．如权利要求14所述的电路，其中所述的压缩信号调节部分包括：峰值对平均值功率比检测装置，用于检测所述的被分配的合成信号的峰值对平均值的功率比是否大于一预定值；和一控制电路，响应于所述合成信号的峰值对平均值的功率比大于所述预定值的检测，用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而使所述的检测到的峰值对平均值的功率比下降到所述预定值以下。
16．如权利要求2,3,4,8和9其中之一所述的电路，其中所述的频率转换器将所述的低频信号频率转换到一与所述输入信号不同的频带。
17．如权利要求2,3,4,8和9其中之一所述的电路，其中所述的频率转换器将所述的低频信号频率转换到一与所述的输入信号相同的频带。
18．一使用如权利要求2,3,4,8和9其中之一所述的信号功率动态范围压缩电路的功率放大电路，包括所述的信号功率动态范围压缩电路和一与所述的功率合成器的输出相连的功率放大器。
19．如权利要求18所述的功率放大电路，还包括与所述的功率放大器的输出相连的压缩信号消除装置，用于消除所述的压缩信号。
20．如权利要求19所述的功率放大电路，其中所述的压缩信号消除装置是一个滤波器。
21．如权利要求19所述的功率放大电路，其中所述的压缩信号消除装置包括：一插入到所述的压缩信号产生通路和所述的功率合成器之间的定向耦合器，用于将所述的压缩信号提供给所述的连接到所述的定向耦合器自身的输出端的功率合成器，并将所述的压缩信号分配给另一个输出端；一合成信号产生器，用于基于由所述的定向耦合器的另一输出端输出的压缩信号，产生一与所述的压缩信号的相位相差近于180°的合成信号；和一功率合成器/分配器，用于将所述合成的信号与所述的功率放大器的输出合成，以由所述的功率放大电路提供输出。
22．如权利要求21所述的功率放大电路，其中所述的合成信号产生器包括一反相器，用于将所述的分配的压缩信号反相；一可变移相器，用于调节所述被反相的压缩信号的相位值，和可变振幅装置，用于调节所述的经相位调节的压缩信号的振幅，并用于将所述的经振幅调节的压缩信号施加到所述的功率合成器/分配器上，所述的功率放大电路还包括一合成信号控制电路，用于检测由所述的功率合成器/分配器分配的所述功率放大电路的输出信号的峰值功率，以在那时检测所述的分配的输出信号的相位和振幅，并用于根据所述的检测到的相位和振幅来控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置。
23．如权利要求21所述的功率放大电路，其中所述的合成信号产生器包括一反相器，用于将所述的分配的压缩信号反相，一可变移相器，用于调节所述被反相的压缩信号的相位值，和可变振幅装置，用于调节所述的经相位调节的压缩信号的振幅，并用于将所述的经振幅调节的压缩信号施加到所述的功率合成器/分配器上，所述的功率放大电路还包括一合成信号控制电路，用于检测由所述的功率合成器/分配器分配的所述功率放大电路的输出信号的峰值对平均值功率比，并用于控制所述的可变移相器和所述的可变振幅装置，从而所述的峰值对平均值功率比的检测值不超过一预定值。
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