CN1303540A - 导出并相应校准脉冲信号频率的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种导出时钟信号频率的方法,其中当测量的系统频率时钟信号的周期保持在预定容限范围之内时使用系统频率。否则,从一振荡器频率频率中导出时钟信号的频率。按照用于校准时钟信号频率的方法,利用基准频率检测到的频率校正值存储在微处理器的存储器中。为了产生校准频率,使用被至少近似二分频的基频(f_G),为此使用从频率校正值导出的一近似值来将基频(f_G)二分频。该方法能够以筒单且经济的方式,以及从工程师的眼光来讲以极低的复杂性,来自动补偿时钟信号的不希望的与温度相关或不相关的频率变化。

Description

导出并相应校准脉冲信号频率的方法

本发明涉及导出并相应校准一脉冲信号的频率的方法，该方法相应于分别在权利要求1和4中的前序部分所述的内容。

上述方法用在电子器件中，最好是用在电学仪表、电源仪表、脉动控制接收器、或者这些器件的组合中。

下文中所述类型的方法来自于美国专利US-PS 5,644,271，其中描述了对于由温度引起的数字脉冲信号的频率漂移的补偿，该脉冲信号是由振荡器产生的，并且其频率是与温度相关的。对于温度是采用传感器例如电热调节器来测量的，该传感器的模拟输出信号被利用模拟-数字转换器转换为数字信号。该模拟-数字转换器的数字值用作一存储器的地址，在该存储器中以表格形式存储了作为温度的函数的频率校正值。该存储器的数据输出经累加器提供给延迟装置，该延迟装置比如由计数器组成，其脉冲输入是由基准石英振荡器所产生的基准频率脉冲信号来提供的。该计数器对基准石英振荡器的脉冲进行计数。延迟装置的时间延迟可被数字调整，因为校正值是并行装入计数器的，然后，计数器从该校正值开始向下计数到零，并且在到达零时产生一输出脉冲。因此，该延迟装置的输出信号由与温度相关的延迟脉冲组成，这些延迟的脉冲形成了温度补偿的脉冲信号。

美国专利US-PS 4,902,964也已为人知晓，其中描述了具有所需求的寄存器的电学仪表。所述需求的寄存器在使用微处理器进行的编程时间段内寄存累积和存储的耗费数据(consumption data)。在此情况下，精确的实时时间知识至关重要。为此，微处理器所需的脉冲信号是从50Hz或者60Hz线频率中导出的，其中线信号的周期是借助于使用石英振荡器所产生的基准频率来确定的。一个计数器确定线周期，因为该计数器对线频率的两个连续过零点之间出现的基准频率脉冲进行计数。随后，一个频率比较器考虑允许的频率容限而证实所确定的线周期是50Hz还是60Hz周期，此时伴随的50Hz或60Hz计数器的计数值增加。一旦这些计数器中的一个的计数值达到相应于相关频率的5个过零点的5的值，则按照所确定的线周期自动建立微处理器的操作参数和程序脉冲信号的操作参数。

本发明的目的是提供一种如在本文中描述的类型的方法，该方法能够以一种简单而不昂贵的方式，并且以极低的电路复杂性，来自动补偿脉冲信号频率的温度和/或非温度相关的不希望的变化，该方法采用的可用元件(component)中可以没有必需的第二振荡器。这种元件已经出现在电学仪表、电源仪表、脉动控制接收器、或者这些器件的组合中，例如，分频器(divider)的分频系数为2。

本发明是通过如在权利要求1的特征部分中所描述的特征来达到上述目的的。本发明的优选实施例还可以通过各个附加权利要求体现出来。

本发明的一个实施例示于附图中，下面将对其进行详细描述。

附图中：

图1是连接到脉冲发生器的微处理器的框图；

图2是该脉冲发生器的框图；

图3是频率校正器的概图；

图4是与分频系数为2±Δ的分频器有关的脉冲图；

图5a是无校正系统的图；和

图5b是校正系统的图。

在许多电子器件中，尤其是在电学仪表、电源仪表、脉动控制接收器、或者这些器件的组合中，都使用实际时间，即使用准确的日历日期和准确的时间。这种器件通常包括一微处理器1和一脉冲发生器2(参见图1)。所述脉冲发生器设有振荡器4(参见图2)，该振荡器最好是装有石英晶体3的石英振荡器。在后者的情况下，脉冲发生器2外部连接到石英晶体3(参见图1)并为振荡器4产生一脉冲信号，其频率相应于石英晶体频率。下文中，振荡器频率被标注为f_Q，例如为32.768kHz。实际时间函数通过微处理器1中的软件来实现的。该实际时间可借助于脉冲发生器2以足够的精度得到确定。

下面将参照电学仪表的例子来更详细地描述本发明。在现代电学仪表中，需要进行能量测量的准确的实际时间来计算测量的能量。该电学仪表包括至少一个传感器HMC(图中没有示出)，例如，利用这个传感器来确定所测能量的输出p_N。传感器HMC的输出频率最好与输出p_N=u_N·i_N成比例，其中u_N是主电源的线电压，并且i_N是所确定的输出电流。在该电学仪表的脉冲发生器2中，例如，产生4个脉冲信号CL1、CL2、CL3和CL4(参见图1)。这些脉冲中的两个脉冲即CL1和CL2由微处理器使用，并且每个都经单独连线从脉冲发生器2连接到微处理器1。在微处理器1和脉冲发生器2之间，具有附加的标准双向SPI连接器(connection)，通过该标准双向SPI连接器，数据可在微处理器1和脉冲发生器2之间在双方向上以串行时间方式同步传输。微处理器1在其中断输入端接收脉冲信号CL1，其中频率f_T例如为10Hz。脉冲信号CL1的频率f_T是通过包括在脉冲发生器2中的振荡器4的振荡器频率f_Q来建立的，或者是由主电源的频率f_N来建立的。在后一种情况下，主电源的线电压u_N提供脉冲发生器的输入，并对其提供线频率f_N，该频率f_N在欧洲为50Hz而在美国为60Hz。脉冲信号CL1是例如采用由微处理器1经SPI连接器提供给脉冲发生器2的SPI命令，从振荡器频率f_Q或线频率f_N中选择性地导出的。然而，三个脉冲信号CL2、CL3和CL4的频率却总是从振荡器频率f_Q中导出的。前面已说过所述频率最好是石英振荡器频率。脉冲信号CL1的10Hz频率必须被认为是准确的，以便除了接着发生电压中断以外，不必使用微处理器软件来精确校正。脉冲信号CL2的一部分形成微处理器1的处理器脉冲。为产生所述脉冲信号，脉冲发生器2例如包括一锁相环PLL，其脉冲输入连接到振荡器4的输出。在锁相环PLL的帮助下，基于振荡器频率f_Q，脉冲信号CL2通过频率倍增来产生，该脉冲信号的频率例如大于振荡器频率f_Q的150倍，即例如5MHz。脉冲信号CL3经脉冲发生器2的单独输出提供给传感器HMC。脉冲信号CL3的频率除其它作用外还用作测量频率f_M。当从线频率f_N中导出脉冲信号CL1的频率f_T时，借助于从振荡器频率f_Q即石英晶体振荡器频率中导出的测量频率f_M来测量具有线频率f_N的线频率脉冲信号中的一个的周期T_N，以便除借助其它器件外，还借助于使用自动50Hz/60Hz转换器来确定线电压u_N的至少一个周期T_N。脉冲信号CL3的频率例如为8.192kHz，而脉冲信号CL4的频率例如为4.096kHz。后者除其它作用外，还用于振荡器频率f_Q的脉冲测量。在这种情况下没有校准脉冲信号CL4的频率，而是将其与基准频率f_R相比较(这种比较没有在附图中示出)，以便确定频率校正值m。借助于基准频率f_R确定的该频率校正值存储在微处理器1中。脉冲信号CL4也可以通过脉冲发生器2的单独输出而从外部测量到。

可从图2看到脉冲发生器2的内部结构。该脉冲发生器2除包括锁相环PLL和振荡器4之外，还包括SPI接口5、自由运行(free-running)计数器6、第一分频器7、频率校正电路8、第二分频器9、线频率计数器10、开关控制电路11、模拟-数字转换器12和多路复用器13。在图2中未示出的石英晶体3连接于振荡器4的两个嵌位(clamps)XIN和XOUT之间，其中该振荡器4为石英晶体振荡器。于是，石英晶体3最好是振荡器4的唯一元件和脉冲发生器2的外部连接到芯片的唯一元件。所述振荡器和脉冲发生器的其它元件都集成到一芯片上。SPI接口5用于在微处理器1和脉冲发生器2之间进行通信，其中所述脉冲发生器始终用作从属器件。采用适当的电报消息，例如，可以设置或读取脉冲发生器2的功能参数，并且将自由运行计数器6复位为0。SPI连接器具有四条连接线路，分别连接到SCK输入(移位时钟)、MOSI输入(主输出，从属输入)、CSB输入(芯片选择)或者标准SPI接口5的MISO输入(主输入，从属输出)。

振荡器频率f_Q或者具体来说是石英晶体3的频率一般来说要受到相对大的变化，因而导出的脉冲信号CL1的频率f_T在各种器件之间会有不同，并且相应地产生不准确的实际时间。因此，必须对其进行校准，以使所有器件都产生相同的实际时间。为了产生脉冲信号CL1的校准频率f_T，使用至少为近似二分频的基频f_G，其中使用从频率校正值m导出的近似值，其中基频f_G被二分频。为此，基频f_G在频率校正电路8中被至少近似二分频，其使用的分频系数为[2±Δ]，该分频系数一般来说与理想分频系数2有一个小的偏差±Δ。于是，频率校正电路8以2±Δ，即以2加或减一个小值Δ，对基频f_G进行分频。通过该小值Δ，可校正振荡器频率f_Q中的误差。偏差±Δ是从频率校正值m中导出的。存储在微处理器1中的频率校正值m是通过SPI电报消息经SPI接口5提供给频率校正电路8的。基频f_G是如在图2中假定的那样为振荡器频率f_Q，或者是从振荡器频率f_Q中导出的一频率。为了获得校准的脉冲信号CL1，使用频率校正电路8的校准输出频率，该频率至少为近似16.384kHz，该频率在第二分频器9中被进一步分频，即以1638.4分频，从而获得10Hz。在第二分频器9中，通过分别以2或4对频率校正电路8的校准输出频率进行分频而进一步产生8.192kHz脉冲信号CL3和4.096kHz脉冲信号CL4。在图2中，数字频率值32.768kHz、16.384kHz、8.192kHz和4.096kHz被以缩短的形式标出，就象通常在数字技术中那样，标为32kHz、16kHz、8kHz和4kHz。应当考虑，当确定频率校正值m时，必须将脉冲信号CL4的未校准频率4.096kHz与基准频率f_R相比较。这就意味着频率校正电路8在这种情况下必须准确地以2分频，也就是说在这种情况下Δ=0。在产生步骤中，脉冲发生器2可以借助于SPI电报消息切换到所谓的校准模式，以便测量未校准的频率，例如从振荡器频率f_Q导出的脉冲信号CL4的4.096kHz的频率，从而确定频率校正值m。

振荡器频率f_Q的精度例如为±20ppm。脉冲信号CL1的校准频率f_T的校正精度至少为+1ppm。

下文中将会使用到下列缩写：

f_Q、T_Q：有误差的振荡器频率及相应的有误差的振荡器周期持续时间；

f_S、T_S：所需的振荡器频率及相应的所需振荡器周期持续时间；

f_G     ：基频；

ε_Q    ：振荡器中的相对误差；和

ε_Z    ：校正的脉冲频率f_T中的相对误差。

应用下列关系式：

f_Q=f_S(1±ε_Q)    等式1

f_Q= εQ                等式2

如图3所示，在频率校正电路8中基频f_G被以[2±Δ]分频，以使所述电路的输出端出现一脉冲信号，该脉冲信号的频率至少为近似f_Q/2。

图4以脉冲图形式示出了本发明的具有分频系数[2+Δ]的分频器的操作主模式。基频f_G的脉冲被从1开始周期性地串行连续计数到校正值m。因此，频率校正值m是一个数目，其值为基频f_G的脉冲数目值。为以[2±Δ]分频，首先基频f_G的每隔一个脉冲被抑制(suppress)。随后进行基频f_G的至少近似二分频，其中该基频在一脉冲插入或没有插入之前被首先理想地二分频，以便实现近似地及时指向基频f_G的脉冲，其数目相应于脉冲序列的频率校正值m，其频率理想地为基频的二分频f_G/2。在图4所示的例子中，是在每个第7个脉冲进行操作的情况，也就是说m=7。于是获得分频系数2的偏差±Δ，其中在以频率校正值m为特征的特定次数后，总是插入或不插入一附加脉冲。这里，当存在振荡器频率f_Q与其所需频率的负偏差．-︱ε_Q︱时，总是插入一脉冲，而当出现正偏差(+︱ε_Q︱)时，不插入脉冲。在双方向±Δ上正确的频率校正的前提条件是频率校正值m为一非偶整数。如从图4中所看到的，在第二行，在脉冲m=7的时刻，当f_o/f_i＜2时总是插入一脉冲。另一方面，当f_o/f_i＞2时，按照图4的第三行，在脉冲=7的时刻，不插入脉冲。这里，f_i是频率校正电路8的输入脉冲数目，而f_o是其输出脉冲数目。

由频率校正电路8实现的分频系数[2±Δ]是采用下列公式来得到的：

其中当插入脉冲时使用符号“+”，而当不插入脉冲时使用符号“-”。

下面的等式是计算校正系数m的基础：

    校正后带    带有误差    以[2±Δ]

    有误差的    的振荡器    分频

    半频率    频率

由m得到的等式4会得出：

下面会在可能的情况下出现没有误差的频率校正：

εZ应当设为等于0。因此，计算的m为：

所确定的频率校正值m是由微处理器1经SPI接口5及其标为m的输出端提供给频率校正电路8的。

由ε_Z得到的等式4会得出：

计算例子A：

石英晶体的精度例如为ε_Q=+101ppm。由等式6得出： $m=\frac{101.{10}^{-6}+1}{{101.10}^{-6}}=9901.99$

或者被四舍五入为最近似的非偶数值：m=9901。

利用此m值，按照等式7进行频率校正之后的误差为： ${\mathrm{\ϵ}}_Z=\frac{1}{9901}(-1+{101.10}^{-6}\·9901-{101.10}^{-6})=-0.01\mathrm{ppm}$

计算例子B：

石英晶体的精度例如为ε_Q=-101ppm 。由等式6得出： $m=\frac{{101.10}^{-6}-1}{{-101.10}^{-6}}=9899.99$

或者被四舍五入为最近似的非偶数值：m=9899。

利用此m值，按照等式7进行频率校正之后的误差为： ${\mathrm{\ϵ}}_Z=\frac{1}{9899}(+1-{101.10}^{-6}\·9899-{101.10}^{-6})=0.01\mathrm{ppm}$

振荡器4、自由运行计数器6和第一分频器7是具有低功耗的所谓的“低功率”元件，并且被提供有超电容器(supercapacitor)或电池，它在线路故障时专门向这三个元件4、6和7供电，在图2中未示出该超电容器或电池。第一分频器7将振荡器4的振荡器频率f_Q分频为出现在其输出端的一脉冲信号CL1_U的未校准、未进行频率校正的频率。所述脉冲信号的未校准频率加上校准差值等于脉冲信号CL1的校准的频率f_T=10Hz。因而在第一分频器7中以3276.8对32.768kHz的振荡器频率f_Q进行分频。脉冲信号CL1_U的脉冲提供给自由运行计数器6的脉冲输入端，并由该计数器6对其进行计数。自由运行计数器6用于在线路中断之后保持实际时间，该计数器6例如是32位计数器。自由运行计数器6的32位并行输出配置在SPI接口5的标为FRC(自由运行计数器)的总线输入上。可由微处理器1从SPI接口5和SPI连接器(参见图1)中读取自由运行计数器6的计数器状态。在线路中断状态下，自由运行计数器6继续计数，以使其计数器状态进一步增量。在线路中断期间使得自由运行计数器的计数器状态的增量A与该线路中断的持续期相对应。因此能在微处理器1中保持实际时间。设立脉冲发生器2，使其能保证一个星期的最小运行时间(运行时间保留)，其前提条件是可用超电容器的容量为0.56F至0.22F，该超电容器的并行放电电阻不小于5MΩ，并且该超电容器在放电开始的电压为5伏。该超电容器或者说相应的电池的输出电压U_CA的模拟值被模拟-数字转换器12转换为数字值U_CD，该数字值U_CD具有4位并且被提供给SPI接口5的一标为U_CD的输入端。模拟-数字转换器12用于在线路中断后测量超电容器的剩余电压。超电容器的剩余电压值因此在线路中断后被测量出，并且被微处理器1经SPI接口5请求到，以确定当线路中断时存在的自由运行计数器6的计数器状态是有效还是无效。三个元件4、6和7一直在发挥作用，直到剩余电压为近似1伏，随后当出现线路中断时，只要超电容器的剩余电压至少有1伏，它们就继续运行。每次当脉冲发生器2的输入端的称为SLEEPB_RB的“低功率”信号无效时，也就是说当逻辑值“1”出现在模拟-数字转换器12的标为SLEEP的输入端并且持续比如7个振荡器脉冲周期时，则启动剩余电压值的模拟-数字转换。转换结果可在需要时被多次读出，并且一直保持到下一次转换完成。

如前面所述的，脉冲信号CL1的周期T_T用作实际时间的时基。当在每次线路中断之后恢复电压时，通过确定线路中断的持续时间以及随后的对实际时间的相应校正即可保持实际时间。由于对断电(outage)持续期的确定是借助于未校准的脉冲信号CL1_U来完成的，在校正实际时间之前确定的持续期必须被校正，该校正是通过当出现正偏差+|ε_Q|时减去校正值d以及当出现负偏差-|ε_Q|时插入校正值d来实现的，其中时间校正值d取决于频率校正值m。由于自由运行计数器6必须以从未校正的石英晶体信号中得到的10Hz脉冲信号计时，在线路中断之后的频率校正必须总是由微处理器程序来实现。那么现在的问题是，当在线路中断持续期间自由运行计数器的计数器状态的增量A发生，并且其持续期间相应于该增量A时，利用给定的频率校正值m，自由运行计数器6的计数器状态的增量A必须以什么时间校正值d来校正。

为了在振荡器频率f_Q为32.768Hz时得到10Hz的输出信号，第一分频器7的分频系数V必须等于3276.8。未校正系统的分频器链(参见图5a)可以得出下列等式：

另一方面，校正系统的分频器链(参见等式3和图5b)可以得出下列等式：

通过将等式8代入等式9，得到如下结果

因此，时间校正值d等于关系式A/m，该关系式涉及在路线中断持续期间所做的增量A以及频率校正值m，其中关系式A/m的值被四舍五入为最近似的整数。

例如，当在电压中断期间，自由运行计数器6的增量值A=46435时，其中m=9901并且ε_Q＞0，那么： $d=\frac{A}{m}=\frac{46435}{9901}=4.69$

或者被上舍入为d=5。为了校正振荡器频率f_Q的不精确性，当ε_Q＞0时，上舍入得到的值d=5必须被从自由运行计数器6的计数器状态的增量A中减去。

系数m最好使用24位，其中MSB(最高有效位)提供了校正的符号：

MSB=“1”：插入一脉冲(对于ε_Q＞0的校正)

MSB=“0”：忽略一脉冲(对于ε_Q＜0的校正)

该电路在3＜=m＜=2²⁴-1的范围内起作用。

所述MSB是由频率校正电路8的SPI接口5的标为pmI(加减脉冲)的一输出提供的。

振荡器4即本发明中的石英晶体3的环境温度T一般来说是变化的，因此振荡器频率f_Q也会随着温度而变化。在这种情况下，频率校正值m是与温度相关的频率校正值m_T，它取决于振荡器4或者具体来说是石英晶体3的环境温度T。当进行校准时，如果振荡器4的平均环境温度为T_O，则借助于基准频率f_R来确定和存储平均频率校正值m_O。在操作中，例如，另外连续地周期性地测量振荡器4的环境温度T，并且确定所测的环境温度T与振荡器4的平均环境温度T_O之间的温度差值ΔT=T-T_O·该温度差值ΔT=T-T_O被转换为频率校正值m的差值Δm，然后，该差值Δm被与存储的平均频率校正值m_O代数相加，以便形成与温度相关的频率校正值m_T=m_O±Δm，其中在差值Δm为正值的情况下应用加符号，而在其为负值的情况下应用减符号。最好，环境温度的测量值T或者确定的环境温度T与平均环境温度T_Q之间的温度差值ΔT=T-T_O是微处理器1的一存储器的地址，其中在相应的地址处存储属于该地址的温度相关频率校正值m_T=m_O±Δm的值。

从振荡器频率f_Q中导出的、在第二分频器9的第一输出端的校正的10Hz脉冲信号提供给多路复用器13的第一输入端。出现在第二分频器9的第二输出端的脉冲信号CL3提供给线分频器10的脉冲输入端及脉冲发生器2的标为CL3的输出端。出现在第二分频器9的第三输出端的脉冲信号CL4提供给脉冲发生器2的标为CL4的另一个输出端。

脉冲发生器2捕获并估算线频率f_N，其中识别是存在50Hz线频率还是存在60Hz线频率。为此，线频率U_N提供给线频率计数器10的输入端，它借助于频率校正电路8和从第二分频器9导出的脉冲信号CL3的校准的8.192kHz脉冲频率而根据振荡器频率f_Q而测量其周期长度，并且如前所述提供给线频率计数器10的脉冲输入。如果在±5％的容限范围内有相应于50Hz或60Hz的线周期T_N，则在线频率计数器10的标为U_N_ok的输出端出现逻辑值“1”，该值提供给开关控制电路11的控制输入。在下面的表格中，给出了电源电压U_N的±5％的频率容限。线频率计数器10对出现在线频率脉冲信号的两个连续的正脉冲波前(flanks)之间的脉冲信号CL3的8.192kHz的脉冲数目进行计数，该脉冲信号是从线频率U_N中导出的并且具有其频率。例如，如果计数到156个脉冲，按照下面的表格，线频率f_N是在50Hz±5％的频带内，并且设置相应的状态位，其相应于线频率计数器10的输出端U_N_ok处的逻辑值“1”。

8.192kHz的脉冲数目	-	172…156	-	144…130	-
						线频率	＜50Hz-5％	50Hz±5％	-	60Hz±5％	＞60Hz+5％

因此，线频率f_N具有至少两个频率值，一般来说是50Hz和60Hz。利用线频率脉冲信号的测得的周期T_N，确定该线频率脉冲信号的频率值，以便选择用于从线频率f_N中导出脉冲信号CL1的所需频率f_T的相关校正分频系数，该频率f_T比如为10Hz。因此在线频率计数器10内会有两个分配器，一个用于50Hz而另一个用于60Hz，在每一种情况下都从电源电压U_N或者相应的线频率脉冲信号中产生10Hz脉冲信号，该信号出现在线频率计数器10的标为10Hz的输出端，并且被提供给多路复用器13的第二输入端。在开关控制电路11的输出端的输出信号U_N_QZ_B提供给多路复用器13的控制输入端。借助于输出信号U_N_QZ_B，多路复用器13的第一或第二输入端连接到其输出端。该输出端同时又是脉冲发生器2的标为CL1的输出端，按照图1来说其连接到微处理器1的中断输入端，并且在其上在两种情况下都出现校准的10Hz脉冲信号CL1。因此，按照是连接到多路复用器13的第一输入端还是第二输入端，从振荡器频率f_Q中或者从线频率f_N中导出所述10Hz频率。

随后，脉冲发生器2识别用于产生用作微处理器中断信号的校准的10Hz脉冲信号CL1的两种操作模式，其中可利用来自微处理器1的SPI电报消息来选择操作模式。通过这种选择，逻辑值“0”或者逻辑值“1”出现在SPI接口5的标为QZO的输出端，该SPI接口5连接到开关控制电路11控制输入端QZO。对所述电路的脉冲输入端被提供线频率U_N。在两种操作模式的第一种模式中，脉冲信号CL1的频率f_T唯一地从振荡器频率f_Q中导出，其相应于SPI接口5的输出端QZO处的逻辑值“0”。该逻辑值“0”通过开关控制电路11在其输出端U_N_QZ_B产生一逻辑值“0”，由此，如前所述，存在着从振荡器频率f_Q导出的10Hz脉冲信号的多路复用器13的第一输入端切换到多路复用器13的输出端。在另一种即第二种操作模式中，从线频率f_N中导出脉冲信号CL1的频率f_T，然而，为了产生脉冲信号CL1的频率f_T，仅当该线频率脉冲信号的测得的周期T_N在预定的容限范围之内时才使用线频率f_N，否则的话就从振荡器频率f_Q中导出脉冲信号CL1的频率f_T。从振荡器频率f_Q中导出并用于测量周期T_N的测得的频率f_M最好被精确校准，其方式与校准从振荡器频率f_Q中导出的脉冲信号CL1的频率f_T的方式相同。为了校准测得的频率f_M以及脉冲信号CL1的频率f_T，最好使用与前面描述的相同的近似二分频的基频f_G。在第二种操作模式中，逻辑值“1”出现在SPI接口5的输出端QZO。该逻辑值“1”通过开关控制电路11在其输出端UN_QZ_B产生一逻辑值“1”，由此，存在着从线频率f_N导出的10Hz脉冲信号的多路复用器13的第二输入端切换到多路复用器13的输出端，然而，仅在逻辑值“1”出现在线频率计数器10的标为U_N_ok的输出端的前提条件下才进行上述操作。该前提条件仅在线周期T_N处于允许的容限范围之内的情况下才存在。

在线电压U_N相对于频率偏差太大的情况下，脉冲发生器2自动切换到从振荡器频率f_Q中导出的频率f_T，即使当逻辑值“1”出现在SPI接口5的QZO输出端(第二种操作模式)的情况下也是这样，其中逻辑值“0”出现在线频率计数器10的标为U_N_ok的输出端，由此开关控制电路11的输出信号U_N_QZ_B假定为逻辑值“0”，该逻辑值“0”通过多路复用器13的第一输入端切换到多路复用器13的输出端，其中在该多路复用器13的第一输入端上出现从振荡器频率fQ中导出的10Hz脉冲信号。上述切换是通过下列方式来完成的：为了从振荡器频率f_Q切换到线频率f_N，例如，必须测量容限范围内的16个连续线周期T_N。另一方面，在第一次出现过度不正确的线周期T_N之后，直接进行从线频率f_N到振荡器频率f_Q的切换。

Claims (18)

1、一种从线频率(f_N)中导出一脉冲信号(CL1)的频率(f_T)的方法，其中借助于从一振荡器频率(f_Q)中导出的测得的频率(f_M)来测量具有线频率(f_N)的一线频率脉冲信号的周期(T_N)，该振荡器频率(f_Q)最好是石英振荡器频率，其特征在于，为了产生脉冲信号(CL1)的频率(f_T)，当线频率脉冲信号的测得的周期(T)在预定容限范围之内时使用线频率(f_N)，否则就从振荡器频率(f_Q)中导出脉冲信号(CL1)的频率(f_T)。

2．如权利要求1所述的方法，其特征在于，对于从振荡器频率(f_Q)中导出的测得的频率(f_M)和从振荡器频率(f_Q)中导出的脉冲信号(CL1)的频率(f_T)进行校准。

3．如权利要求2所述的方法，其特征在于，借助于一基准频率(f_R)确定的一频率校正值(m)存储在一微处理器(1)的存储器中，其特征还在于，使用近似二分频的基频(f_G)来校准从振荡器频率(f_Q)中导出的测得的频率(f_M)以及从振荡器频率(f_Q)中导出的脉冲信号(CL1)的频率(f_R)，其中当基频(f_G)被二分频时，使用从频率校正值(m)中导出的一近似值。

4．如权利要求1到3所述的方法，其特征在于，所述线频率(f_N)具有至少两个频率值(50Hz,60Hz)，其特征还在于，通过线频率脉冲信号的测得的周期(T_N)来确定所述脉冲信号的频率，以便选择用于从线频率(f_N)中导出脉冲信号(CL1)的频率(f_T)的相关分频系数。

5．一种用于校准从一振荡器频率(f_Q)中导出的一脉冲信号(CL1)的频率(f_T)的方法，该振荡器频率(f_Q)最好是石英振荡器频率，其中借助于一基准频率(f_R)来确定一频率校正值(m)存储在一微处理器(1)的存储器中，其特征在于，为了产生脉冲信号(CL1)的校准的频率(f_T)，使用至少为近似二分频的基频(f_G)，其中，当基频(f_G)被二分频时，使用从频率校正值(m)中导出的一近似值。

6．如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，所述基频(f_G)被借助于一分频系数(2±Δ)至少近似二分频，该分频系数(2±Δ)通常与理想的分频系数存在一偏差(±Δ)，其特征还在于，该偏差(±Δ)的值是从频率校正值(m)中导出来的。

7．如权利要求4到6中任何一个所述的方法，其特征在于，所述基频(f_G)是振荡器频率(f_Q)或者是从该振荡器频率(f_Q)中导出的一频率。

8．如权利要求4到7中任何一个所述的方法，其特征在于，所述频率校正值(m)是一非偶整数，其值是从1开始周期性计数到该校正值(m)的基频(f_G)的脉冲数，对基频(f_G)进行至少近似二分频，其中基频(f_G)首先被理想地二分频，之后，为了实现近似，在基频(f_G)的脉冲数相应于频率校正值(m)的各个时刻处总是将一脉冲插入或者不插入到脉冲序列中，其频率是理想二分频的基频(f_G/2)，其特征还在于，当存在振荡器频率(f_Q)与其所需频率之间的负偏差(-|ε_Q|)时总是插入脉冲，而当存在正偏差(+|ε_Q|)时不插入脉冲。

9．如权利要求4到8中任何一个所述的方法，其特征在于，所述分频系数(2±Δ)等于2m/(m+1)，其中m表示所述频率校正值(m)。

10．如权利要求4到9中任何一个所述的方法，其特征在于，所述脉冲信号(CL1)的周期(T_T)用作实际时间的时基，其中当在任何线路中断之后恢复电压时，通过确定线路中断的持续时间以及对实际时间的相应校正来保持实际时间，其中对断电持续时间的确定是借助于未校准的脉冲信号(CLU)来完成的，其特征还在于，在对实际时间进行校正之前对如此确定的持续时间进行校正，该校正是通过当出现正偏差(+|ε_Q|)时减去时间校正值(d)或者当出现负偏差(-｜ε_Q｜)时插入时间校正值(d)来实现的，其中时间校正值(d)取决于频率校正值(m)。

11．如权利要求10所述的方法，其特征在于，一分频器(7)将一振荡器(4)的振荡器频率(f_Q)分频为另一个脉冲信号(CL1_U)的未校准频率，该脉冲信号(CL1_u)的脉冲由一自由运行计数器(6)来计数，该脉冲信号(CL1_U)的所述未校准的频率加上一校准差值后等于所述脉冲信号(CL1)的要校准的频率(f_T)，其特征还在于，在线路中断持续期间，相应于该线路中断持续期间而使所述自由运行计数器(6)的计数器状态有一增量(A)。

12．如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述振荡器(4)、分频器(7)和自由运行计数器(6)是具有低功耗的“低功率”元件，在线路中断期间，它们由一超电容器或电池来供电。

13．如权利要求12所述的方法，其特征在于，在线路中断之后测量所述超电容器的剩余电压值，并且该剩余电压值由微处理器(1)经SPI接口(5)来查询，以确定当线路中断时存在的自由运行计数器(6)的计数器状态是有效还是无效。

14．如权利要求11到13中任何一个所述的方法，其特征在于，所述时间校正值(d)等于一关系式(A/m)，该关系式涉及在路线中断持续期间所实现的增量(A)以及频率校正值(m)，其中关系式(A/m)的值被四舍五入为最近似的整数。

15．如权利要求4到14中任何一个所述的方法，其特征在于，所述振荡器(4)的环境温度(T)是可变的，并且所述频率校正值(m)是与温度相关的频率校正值(m_T)，它取决于振荡器(4)的环境温度(T)。

16．如权利要求15所述的方法，其特征在于，当借助于基准频率(f_R)进行校准时，当存在振荡器(4)的平均环境温度(T_O)时，确定平均频率校正值(m_O)，其中，在操作中，测量振荡器(4)的环境温度(T)，其特征还在于，确定所测的环境温度(T)与平均环境温度(T_O)之间的温度差值(ΔT=T-T_O)，并且，该温度差值(ΔT=T-T_O)被转换为频率校正值(n)的差值(Δm)，该差值(Δm)被与存储的平均频率校正值(m_O)代数相加，以便形成与温度相关的频率校正值(m_T=m_O±Δm)。

17．如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述环境温度(T)的测量值或者所确定的环境温度(T)与平均环境温度(T_O)之间的温度差值(ΔT=T-T_O)是微处理器(1)的一存储器的地址，其中在相应的地址处存储属于该地址的温度相关频率校正值(m_T=m_O±Δm)的值。

18．如权利要求1到17中任何一个所述的方法，其特征在于，所述方法用在电学仪表、电源仪表、脉动控制接收器、或者这些器件的组合中。

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