CN1278137A - 数字式电视用调谐组件 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种数字式电视用调谐组件,其可以具有将排列配置在位于预定频率带域范围内的频道中实施信号接收用频道的数字式电视信号频率,变换为频率带域中的最高频率以上的频率变换组件;对实施频率变换后的数字式电视信号实施解调制,并输出两个基频频带信号用的两个频率混合组件;向两个频率混合组件输入相位彼此正交的两个本机振荡信号用的本机振荡信号发生组件;以及对两个基频频带信号实施彼此叠加运算用的加法组件。

Description

数字式电视用调谐组件

本发明涉及可以对通过诸如所谓的地面电波或电缆实施传送的数字式电视信号实施解调制并输出基频频带信号的数字式电视用调谐组件。

下面参考图4，对现有技术中的一种典型的、按照直接变换方式运行的数字式电视用调谐组件进行说明。由输入端子41输入的是分布在由55兆赫兹至806兆赫兹的频道(以美国的电视信号频道为例)中的数字式电视信号(下面简称为电视信号)。每一频道带域为与现有的模拟式电视信号带域相同的6兆赫兹。所输入的电视信号依次通过带通滤波器42、宽带域的低噪音放大器43而输入至两个第一频率混合器44、45。

由第一本机振荡信号发生器46输出的解调制用第一本机振荡信号被输入至第一频率混合器44、45。第一本机振荡信号频率为与信号接收频道带域中的中心频率相同的频率，并且通过相位器47偏置90度后输入至其中的一个频率混合器(例如为频率混合器45)。因此，可以由第一频率混合器44、45输出相位彼此正交的两个基频频带信号(信号I和信号Q)。而且，由于第一本机振荡信号频率与信号接收频道带域中的中心频率相同，所以基频频带信号将通过中心频率，呈折叠在该带域中的一半处的状态，即在大体为一半的3兆赫兹的带域中实施输出。

一个基频频带信号(信号I)在通过低通滤波器48后输入至模拟·数字信号变换器(A/D变换器)49，而另一个基频频带信号(信号Q)通过低通滤波器50后输入至模拟·数字信号变换器51，从而可以分别变换为数字式信号(数字式信号I、数字式信号Q，在图4中分别由信号DI、信号DQ表示)。数字式信号I和数字式信号Q的频率分量，可依据实施数字式变换时的取样频率而分布在数十兆赫兹的范围中。

然而，由于第一频率混合器44、45所覆盖的频率范围比较宽(55兆赫兹～806兆赫兹)，所以在诸如信号I和信号Q的相位和增益等的性能间，会由于信号接收频道的不同而产生不平衡。由于存在有这种不平衡，所以当以其中的一个(例如图4中的数字式信号Q)为基准时，就需要通过数字式处理等方式，对另一个信号(例如数字式信号I)的相位和增益等实施修正。因此在这种结构构成中，还需要设置有正交修正回路52、第二频率混合器53、第一加法器54等。

而且，这种数字式电视用调谐组件是将数字式信号Q输入至正交修正回路52和第二频率混合器53，将数字式信号I输入至第一加法器54的，并且将已经对相位和增益等实施过修正的数字式信号I，再输入至正交修正回路52。正交修正回路52由数字式信号Q和修正过的数字式信号I中对实施相位和增益等修正用的信息实施检测，并将其输入至第二频率混合器53，由后者将修正信息叠乘在数字式信号Q上。而且，利用叠乘有相应修正信息的数字式信号Q，对输入至第一加法器54的数字式信号I的相位和增益等实施修正。

修正后的数字式信号I、数字式信号Q被输入至第三频率混合器55、56中，而且在这儿，是与由第二本机振荡信号发生器57、相位器58输出的第二本机振荡信号实施频率混合，并再次扩大至初始带域之后，再由第二加法器59实施叠加运算和输出的。

在如上所述的这种结构构成中，是通过对信号接收频道中的电视信号实施直接解调制而获得基频频带信号的，所以需要使用频率与信号接收频道的带域中心频率相同的本机振荡信号(第一本机振荡信号)，因此存在有这种本机振荡信号可能泄露至输入端部41侧的问题。而且由于存在有这种本机振荡信号的泄露问题，还会由此使低噪音放大器43沿相反方向的传送特性非常不好。

而且，解调制后的基频频带信号(信号I/Q)的带域仅为一半，所以还需要设置有将其扩大至初始带域用的结构组件(第二本机振荡信号发生器57、第三频率混合器55、56和相位器58等)。而且，由于第一频率混合器44、45覆盖着频率范围比较宽的频道，所以还存在有会在两个基频频带信号间产生性能不平衡的问题，从而还需要设置有用于对其实施修正的结构组件(正交修正回路52、第二频率混合器53、第一加法器54等)。因此，这种数字式电视用调谐组件存在有对基频频带信号实施处理的处理部分结构构成复杂的问题。

为了解决上述问题，本发明的目的就是提供一直可以使基频频带信号处理部分的结构构成简单、使本机振荡信号难以泄露至输入端侧、且不会产生图像干扰的数字式电视用调谐组件。

作为解决上述问题用的一种技术解决方案，本发明提供了一种数字式电视用调谐组件，它可以具有将排列配置在位于预定频率带域范围内的频道中实施信号接收用频道的数字式电视信号频率，变换为所述频率带域中的最高频率以上的频率变换组件；对实施频率变换后的所述数字式电视信号实施解调制，并输出两个相位彼此正交的基频频带信号用的两个频率混合组件；向所述的两个频率混合组件输入相位彼此正交的两个本机振荡信号用的本机振荡信号发生组件；以及对所述的两个基频频带信号实施彼此叠加运算用的加法组件；而且将所述本机振荡信号的频率变换为与位于所述频率变换后的数字式电视信号频道中的带域端部处的频率相同的频率，并且将所述的一个基频频带信号的相位变换为与另一个的相位相同后，再输入至所述的加法组件。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以利用重叠在所述信号接收频道的带域端部处的导频信号生成出所述的本机振荡信号。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以在所述的一个频率混合组件与所述加法组件之间设置有希耳伯特型滤波器，并且使所述的一个基频频带信号通过所述希耳伯特型滤波器输入至所述加法组件。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以在所述两个频率混合组件与所述加法组件之间分别设置有将所述基频频带信号变换为数字式信号用的模拟·数字信号变换器，而且可以将所述的希耳伯特型滤波器设置在所述的一个模拟·数字信号变换器与所述加法组件之间。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以使实施过所述频率变换的电视信号频率大体设定为1吉赫兹(GHz)。

下面参照附图对本发明的数字式电视用调谐组件进行说明。

图1为表示根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件的结构构成示意图。

图2A和图2B为表示根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件中解调制前的信号电位示意图。

图3A至图3C为表示根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件中基频频带信号用的电位和极性的示意比较图。

图4为表示现有技术中的一种数字式电视用调谐组件的结构构成示意图。

图1为表示根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件的结构构成示意图，由输入端子1输入的数字式电视信号(下面简称为电视信号)，依次通过带通滤波器2、宽带域的低噪音放大器3而输入至作为频率变换组件的第一频率混合器4。所输入的电视信号分布在位于由55兆赫兹至806兆赫兹的预定频率带域处的频道中(以美国的电视信号频道为例)。

每一频道带域为与现有的模拟式电视信号带域相同的6兆赫兹，而且在各个频道带域的下端部处重叠设置有实施载波信号再生用的导频信号。在如图2A所示的实例中，参考标号D表示的是实施信号接收用的频道(信号接收频道)，参考标号Pd表示的是其导频信号。参考标号U表示的是其频率与下侧相邻接的频道(下侧邻接频道)，参考标号Pu表示的是其导频信号。参考标号U₊表示的是其频率与上侧相邻接的频道(上侧邻接频道)，参考标号Pu₊表示的是其导频信号。

带通滤波器2由将位于从55兆赫兹至806兆赫兹的大体一倍频以下范围内的每个通过带域分割为四份的分割滤波器(图中未示出)构成，从而可以相应于信号接收频道的电视信号频率实施切换操作。因此，可以使该信号接收频道不会受到其它频道的二倍频信号的干扰。

由第一本机振荡信号发生器5输出的频率变换用第一本机振荡信号被输入至第一频率混合器4。第一本机振荡信号发生器5可以由锁相环路(PLL)回路(图中未示出)实施控制，并且按照使第一本机振荡信号频率与信号接收频道频率间的差为1000兆赫兹的方式，大体在1055兆赫兹至1806兆赫兹间变化。因此，可以由第一频率混合器4输出按照1000兆赫兹实施过频率变换的、位于信号接收频道中的电视信号(即所谓的中频信号)，并且可以利用设置在后方部分处的中频滤波器6对其实施抽取。中频滤波器6可以由诸如带通滤波器等构成，其中心频率可以为1000兆赫兹，通过频带宽度可以为6兆赫兹。

这一中频信号由中频放大器7实施放大后，输入至作为解调制用频率混合组件的两个第二频率混合器8、9处，它的频率可以比输入至输入端子1处的电视信号的最高频率还高，所以可能产生图像干扰的信号频率要在2000兆赫兹以上，而这种干扰信号可以由带通滤波器2将其去除，因此采用第二频率混合器8、9即可以抑制图像干扰现象的出现。

中频滤波器6的特性，可以使得与信号接收频道相邻接的两个频道的电视信号的电位如图2B所示，即比信号接收频道的电视信号电位低得多，并且使中频信号中的导频信号位于带域的上端部位置处。

由构成为解调制用本机振荡组件的第二本机振荡信号发生器10输出的解调制用第二本机振荡信号，被输入至第二频率混合器8、9，而且是通过相位器11实施90度滞后之后再输入至其中的一个频率混合器、例如第二频率混合器9中的。

在这儿，第二本机振荡信号频率可以按照相类似的方式，由信号接收频道中频信号中的导频信号Pd实施控制(如后所述)，从而可以由第二频率混合器8、9按照在0～6兆赫兹带域中彼此正交的方式，分别输出两个基频频带信号。换句话说就是，可以由其中的一个第二频率混合器8输出信号I(同相位分量)，由另一个第二频率混合器9输出信号Q(正交分量)。而且，下侧邻接频道中的基频频带信号仅仅以相当低的电位实施输出。为了能够实施如后所述的数字式处理，各个基频频带信号还在分别通过低通滤波器12、13后，输入至模拟·数字信号变换器(简称为A/D变换器)14、15。

重叠在信号接收频道中频信号上的导频信号，仅仅会由第二频率混合器8、9和低通滤波器12、13处泄露而被输出，所以可以通过导频信号抽取回路16将其抽取出来，并且通过锁相环路(PLL)回路(图中未示出)对其实施控制，从而可以使第二本机振荡信号发生器10的振荡频率与导频信号的频率相同。因此，可以利用导频信号而容易地生成出第二本机振荡信号。

在这儿，当信号接收频道中频信号的角频率为ω₁、下侧邻接频道中频信号的角频率为ω₂(取其中的某一个作为代表)、第二本机振荡信号的角频率为ω₀时，向其中的一个频率混合器、例如第二频率混合器8输入由sinω₀、sinω₁、sinω₂代表着的频率分量，向作为另一个频率混合器的第二频率混合器9输入由cosω₀、sinω₁、sinω₂代表着的频率分量。对这些信号分量分别实施混合后，由其中的一个第二频率混合器输出由数学公式1表示着的频率分量，由作为另一个频率混合器的第二频率混合器9输出由数学公式2表示着的频率分量。在下面的数学公式1和数学公式2中，仅对说明所需要的项实施表示。

[数学公式1] $I=-\frac{1}{2}\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1)-\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_1)+\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_2)-\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_2)\}$

[数学公式2] $Q=\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1)-\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_1)+\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_2)-\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_2)\}$

在数学公式1中，cos(ω₀+ω₁)、cos(ω₀+ω₂)可以由低通滤波器12加以除去，而且在数学公式2中，sin(ω₀+ω₁)、sin(ω₀+ω₂)可以由低通滤波器13加以除去，所以可以由低通滤波器12输出由数学公式3表示的信号I，由低通滤波器13输出由数学公式4表示的信号Q。

[数学公式3] $I=\frac{1}{2}\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_1)+\cos ({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_0)\}$

[数学公式4] $Q=-\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_1)-\sin ({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_0)\}$

数学公式3中的cos(ω₀-ω₁)为信号接收频道中的基频频带信号，cos(ω₂-ω₀)为下侧相邻频道中的基频频带信号。类似的，数学公式4中的sin(ω₀-ω₁)为信号接收频道中的基频频带信号，sin(ω₂-ω₀)为下侧相邻频道中的基频频带信号。这种下侧相邻频道中的基频频带信号是一种可能会对信号接收频道中的基频频带信号产生图像干扰的信号。由于包含在下侧相邻频道的基频频带信号中的角频率ω₂位于通过中频滤波器6的通过带域之外，所以可以使包含着角频率ω₂的下侧相邻频道的基频频带信号电位，比信号接收频道的基频频带信号低得多。

正如这些数学公式所明确表示的那样，数学公式3中的信号接收频道中的基频频带信号与下侧相邻频道中的基频频带信号具有相同的极性，而数学公式4中的信号接收频道中的基频频带信号与下侧相邻频道中的基频频带信号具有不同的极性。因此，一个基频频带信号(例如信号I)的电位与极性间的关系如图3A所示，而另一个基频频带信号(例如信号Q)的电位与极性间的关系如图3B所示。

为了使随后的处理简单易行，还通过模拟·数字信号变换器14、15将基频频带信号变换为数字式信号(分别为数字式信号1、数字式信号Q，在图1中分别由信号DI、信号DQ表示)。数字式信号I和数字式信号Q的频率分量，可依据实施数字式变换时的取样频率而分布在数十兆赫兹的范围中。

数字式信号I还被输入至作为加法组件的加法器17处，而数字式信号Q通过希耳伯特型滤波器18后再输入至加法器17。希耳伯特型滤波器可以依据希耳伯特变换理论，将数字式信号Q的相位转动过90度。希耳伯特型滤波器18可以设置在模拟·数字信号变换器15的前方位置处，也可以设置在其后方以利于使数字化处理简单，这样便可以使这种希耳伯特型滤波器的结构构成相当简单。由数学公式4表示的数字式信号Q在通过希耳伯特型滤波器18后，可以变换为由数学公式5表示的信号。

[数学公式5] $Q^1=\frac{1}{2}\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_1)-\cos ({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_0)\}$

通过这种变换，信号接收频道中的基频频带信号cos(ω₀-ω₁)与下侧相邻频道中的基频频带信号cos(ω₂-ω₀)的极性关系将不会发生变化，即具有彼此相反的极性。因此，数字式信号Q中的信号接收频道的基频频带信号将与数字式信号I的相位相同、极性相同，所以可以由加法器17实施相加运算。数学公式3中的下侧相邻频道的基频频带信号与数学公式5中的下侧相邻频道的基频频带信号，其相位相同而极性相反，所以由加法器17实施叠加运算时将彼此相减，从而可以由加法器17抽取出如数学公式6表示的、如图3C所示的信号接收频道中的数字式基频频带信号。采用这种方式，便除去了可能会产生图像干扰的下侧相邻频道中的基频频带信号。

[数学公式6]

E＝cos(ω₀-ω₁)

如上所述，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，可以将信号接收频道的数字式电视信号频率变换为频率带域中的最高频率以上的频率，而且在将其输入至解调制用频率混合组件，进而输出彼此正交的两个基频频带信号时，可以使输入至频率混合组件的本机振荡信号频率为与位于信号接收频道带域端部处的频率相同的频率，并且将一个基频频带信号的相位变换为与另一个的相位相同，所以不会对信号接收频道产生图像干扰。解调制后的基频频带信号也不会产生图像干扰。而且，这种数字式电视用调谐组件的结构构成简单。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以利用重叠在信号接收频道的带域端部处的导频信号生成出本机振荡信号，所以可以通过简单的方式制作出本机振荡信号。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以在一个频率混合组件与加法组件之间设置有希耳伯特型滤波器，并且使一个基频频带信号通过希耳伯特型滤波器输入至加法组件，所以可以将一个基频频带信号的相位简单地变换至与另一个基频频带信号的相位相同的相位处。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以在两个频率混合组件与加法组件之间分别设置有将基频频带信号变换为数字式信号用的模拟·数字信号变换器，而且可以将希耳伯特型滤波器设置在一个模拟·数字信号变换器与加法组件之间，所以可以使将一个基频频带信号的相位变换为与另一个基频频带信号的相位相同用的希耳伯特型滤波器的结构构成简单，并可以通过数字式处理方式实施这一处理。

而且，根据本发明构造的一种数字式电视用调谐组件，还可以将实施过频率变换的电视信号频率大体设定为1吉赫兹(GHz)，所以可以相对于信号接收频道，充分地去除图像干扰信号。

Claims (5)

1.一种数字式电视用调谐组件，其特征在于具有将排列配置在位于预定频率带域范围内的频道中实施信号接收用频道的数字式电视信号频率，变换为所述频率带域中的最高频率以上的频率变换组件；对实施频率变换后的所述数字式电视信号实施解调制，并输出两个相位彼此正交的基频频带信号用的两个频率混合组件；向所述的两个频率混合组件输入相位彼此正交的两个本机振荡信号用的本机振荡信号发生组件；以及对所述的两个基频频带信号实施彼此叠加运算用的加法组件；而且将所述本机振荡信号的频率变换为与位于所述频率变换后的数字式电视信号频道中的带域端部处的频率相同的频率，并且将所述的一个基频频带信号的相位变换为与另一个的相位相同后，再输入至所述的加法组件。

2.一种如权利要求1所述的数字式电视用调谐组件，其特征在于利用重叠在所述信号接收频道的带域端部处的导频信号生成出所述的本机振荡信号。

3.一种如权利要求1所述的数字式电视用调谐组件，其特征在于在所述的一个频率混合组件与所述加法组件之间还设置有希耳伯特型滤波器，所述的一个基频频带信号通过所述希耳伯特型滤波器输入至所述的加法组件。

4.一种如权利要求3所述的数字式电视用调谐组件，其特征在于在所述两个频率混合组件与所述加法组件之间还分别设置有将所述基频频带信号变换为数字式信号用的模拟·数字信号变换器，而且所述的希耳伯特型滤波器被设置在所述的一个模拟·数字信号变换器与所述加法组件之间。

5.一种如权利要求1所述的数字式电视用调谐组件，其特征在于实施过所述频率变换的电视信号频率大体设定为1吉赫兹(GHz)。

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