CN1275833A - 采用三端口接线器的下变频器和解调器 - Google Patents

Abstract

一种用于RF信号的下变频器包括一个三端口接线器(7),三端口接线器(7)具有一个用于已调制数字射频信号的输入端口(6)和两个输出端口(8,9)。输出端口(8,9)分别连接到功率传感器(10,11)。三端口接线器(7)包括将提供给输入端(6)的信号分成两个分支的功率分配器(16)、用于处理其中一个分支的处理装置(17,18,19;21,22,23,24)、以及用于合并两个分支并产生两个输出信号以提供给三端口接线器(7)的输出端(8,9)的四端口接线设备(20)。处理装置可以包括延迟单元(18)或可替换地包括分频器(21)、多个滤波器(22,24)以及倍频器(23)。

Description

采用三端口接线器的下变频器和解调器

本发明涉及一种用于射频信号的下变频器、包括下变频器的解调器、包括这样的解调器的移动通信设备、一种通过一个三端口接线器对射频信号进行下变频的方法以及解调方法。

所提出的技术对于以一个具有恒定信包、例如f.e.nPSK(移相键控)的调制方案调制的射频信号进行下变频和解调特别方便。

近年来被用于复杂测量的所谓的六端口技术也可以用在设计接收机上。在六端口组件基础上建立的接收机以直接的变换方式操作，从而允许从例如毫米波范围和微波范围的信号到一个基带频率的直接变换。因此，六端口接收机的主要特征是通过在六端口拓扑结构的RF电路内的不同位置的功率检测对两个输入向量信号之间的向量比进行的检测。一个直接六端口接收机的例子在Ji Li，R.G.Bossisio和Ke Wu的“六端口直接数字毫米波接收机”，Digest of IEEE MTT Symposium，vol.3，pp 1659-1662，San Diego，May 1994中进行了描述。

WO99/08426公开了一种非相干六端口接收机。这种已知的接收机包括一个功率分配器，在至少两个分支中分配一个已解调射频输入信号。至少一个延迟线以一预定延迟常数提供分支相对于彼此的延迟。计算电路根据输入信号的彼此相对延迟的两个分支的组合计算至少三个功率电平。处理装置在所述至少三个功率电平的基础上计算一个复信号的相位和振幅，其中复信号表示在输入信号的彼此相对延迟的两个分支之间的关系。

本发明的一个目的是进一步开发上述非相关六端口接收机技术，以便可以降低所需电路的复杂性。

这个目的是通过独立权利要求的特征实现的。从属权利要求进一步增进本发明的中心思想。

依据本发明的新技术允许与在WO99/08426中所陈述的非相关六端口接收机拓扑结构具有相同的功能。但是，射频电路可以被显著减少，并且只需要两个功率传感器。可以省略本机振荡器。另外，在类似(n)PSK的简单调制技术的情况下，还不需要射频开关。

依据本发明的第一个方面，提供了一个用于射频信号的下变频器，其中，下变频器包括一个三端口接线设备。三端口接线设备具有一个输入端口和两个输出端口，其中，输出端口分别连接到一个功率传感器。

下变频器可以是一个没有任何本地振荡器的非相关下变频器。

三端口接线设备可以包括一个将提供给输入端的信号分成两个分支的功率分配器。此外，在三端口接线设备中还包括用于处理其中一个分支的处理装置以及用于合并两个分支并产生两个输出信号以提供给输出端的四端口接线设备。

处理装置可以包括一个延迟单元。

或者，处理装置可以包括一个分频器、至少一个滤波器以及一个倍频器。

分频器的分频因子等于倍频器的倍频因子。

在由处理装置处理的信号分支中可以提供一个开关。

依据本发明，还提供了一个包括如上所述的下变频器的解调器。在这种情况下加到输入端口上的信号是一个数字调制信号，在对应于所提供的数字调制信号的比特持续时间的一半的持续时间内控制开关断开。

一个A/D变换器可以分别直接或间接连接到功率传感器中的一个上。

依据本发明的另一个方面，提供了一个包括如上所述的下变频器的解调器。至少一个平均单元与功率传感器的输出直接或间接相连，并将平均单元的输出与对应于至少一个平均单元的输入信号的信号一起提供给至少一个模拟处理单元。

依据本发明，还提供了一个包括如上所述解调器的移动通信设备。

依据本发明的又一个方面，提供了一种通过一个三端口接线设备来下变频射频信号的方法。将射频信号提供给三端口接线设备的一个输入端口。在一个输入射频信号的基础上产生两个直流输出信号。将三端口接线设备的两个输出端口的输出信号分别提供给一个功率传感器。

在输入射频信号的基础上产生两个直流输出信号的步骤可以包括将提供给输入端的信号分成两个分支的步骤。处理其中一个分支，并合并两个分支，其中，作为合并两个分支的结果，产生两个输出信号，提供给输出端并从而提供给功率传感器。

处理其中一个分支的步骤可以包括将相应分支的信号延迟对应于输入射频信号的至少一个调制比特的持续时间的持续时间的步骤。

处理其中一个分支的步骤或者可以包括将所处理分支的信号分频、滤波以及倍频等步骤。

分频步骤的分频因子等于倍频步骤的倍频因子。

所处理的信号分支可以可选择地开关。

依据本发明的又一个方面，提供了一种包括如上所述的下变频方法的步骤的解调方法。在这种情况下，加到三端口接线设备的输入端口上的信号是一个数字调制信号，在对应于所提供信号的比特持续时间的一半的持续时间内控制开关断开。

解调方法可以包括根据功率传感器的输出信号对至少一个信号进行A/D变换的步骤。

解调方法可以包括如上所述的下变频方法，还包括平均功率传感器的至少一个输出的输出以及对平均步骤的输出及对应于平均步骤的输入信号的信号进行模拟处理的步骤。

可以由模拟处理步骤产生不止一个解调状态，以便能获得表明解调质量的附加信息。这个(软)信息可以用在译码步骤中。

解调方法可以包括下列步骤：以两个以上的比特对模拟处理步骤的输出进行A/D变换，对A/D变换后的信号进行数字处理，以及，将数字处理后的信号提供给一个软判决单元。

下面将参考本发明的多个实施例和附图来说明本发明的其他优点、特征和目的。

图1显示了依据本发明的下变频器的一般结构的示意图，

图2显示了依据本发明的第一个实施例的线性三端口电路的内部结构，

图3显示了依据本发明的线性三端口电路的内部结构的第二个实施例，

图4显示了分别在依据图2和3的实施例的线性三端口电路中使用的理想四端口接线设备的功能说明，

图5显示了具有隔离功能的四端口接线设备的可能的实施方式，

图6a、b显示了采用阻性元件的四端口接线设备的又一些可能的实施方式，

图7显示了依附于图1的直流接口的电路，

图8显示了依附于直流接口的电路的又一个可能的选择，

图9显示了依附于直流接口的电路的又一个可能的选择，

图10显示了依附于图1的直流接口的电路的又一个可能的选择，

图11a显示了依据本发明的功率传感器块的内部结构，

图11b显示了在9dB的S/N比的情况下分别在图3和2的基础上由下变频器解调的微分或非微分QPSK状态，

图12显示了在15dB的S/N比的情况下分别依据图3和2由下变频器解调的微分或非微分8PSK状态，

图13显示了功率传感器的理想直流输出，

图14显示了在9dB的信噪比情况下的功率传感器的理想直流输出信号，

图15显示了没有噪声情况下功率传感器的理想直流输出信号，

图16显示了在15dB的信噪比情况下的功率传感器的理想直流输出信号，

图17显示了没有噪声情况下功率传感器的理想直流输出信号。

本发明特别适用于用在将大多数单信道通信作为目标的应用上的直接接收机。所提出的技术特别适合于PSK调制或一般相态调制的解调和下变频，依据这些调制的信号振幅由于调制过程而变得恒定。在这种操作的情况下不需要本地振荡器信号。下面将说明基于所提出的技术的下变频方法，随后说明其模拟。

所提出的采用六端口技术的接收机通常使用四个功率传感器。依据本发明的中心思想，在没有时分多路复用的情况下只使用两个功率传感器。不需要本地振荡器信号。

参考图1，下面将说明包括线性三端口电路7的下变频接收机。由天线1接收数字调制射频信号。可选地，可以提供包括第一级下变频器3的方框2。天线信号和可选方框2的输出信号分别通过带通滤波器4，然后由低噪声放大器5放大。LNA放大器5的增益由作为系统控制单元的一部分的控制单元15控制。将LNA 5的输出信号输入到线性三端口设备7的仅有的一个输入端6。线性三端口设备7具有两个输出端8、9，在该输出端将在提供给输入端6的信号的基础上产生的输出信号提供给功率传感器10、11。功率传感器10、11的输出信号被低通滤波12、13，然后提供给直流接口14。连接到直流接口14的另一边的电路将在后面进行说明。

可以从图1看出，下变频器实质上包括被动靠近(near)三端口高频电路7，电路7具有一个用于调制射频信号的输入端6和两个连到两个功率传感器10、11的射频输出端8、9。

参看图2和3，下面说明三端口接线设备7的内部结构的不同实施例。

依据图2的实施例，由功率分配器16将提供给三端口接线器7的输入端6的信号分成第一和第二分支。将第一分支(射频信号1)直接提供给四端口接线设备20。

四端口接线设备的内部结构和功能在索尼国际(欧洲)股份有限公司的PCT/EP 98 083 29中已知。由于在这个申请中已经清楚地说明了四端口接线设备，所以在本说明书中省略了对四端口接线设备的详细说明，将PCT/EP 98 083 29的相应附图和说明书部分作为参考。

由功率分配器16产生的第二分支被可选地提供给开关17或直接提供给延迟线18。延迟线18提供一个对应于在输入端6提供的数字调制射频信号的一个或多个调制比特的持续时间的延迟。延迟线18的输出信号被放大19，并作为射频信号2提供给四端口接线设备20的第二输入端。在四端口接线设备20的输出端产生提供给功率传感器10、11的输出信号。

依据图2的实施例，因此，线性三端口无源电路7包含用于将输入射频信号分成两个分支的功率分配器16。将一个分支直接提供给四端口接线设备20，第二分支如图2所示或如图3所示地处理，这将在后面进行说明。可选地，第一分支的信号在提供给四端口接线设备20之前可以通过隔离单元49。

依据图2的实施例，由功率分配器16产生的第二分支被延迟线18延迟一个(或几个调制比特)的持续时间。对于射频延迟线18有几种可能的实施方式。在用于对延迟线损耗的可能校正以及用于隔离的放大器19的可选放大之后，将这个信号(射频信号)提供给四端口接线设备20。应该注意，放大可以在延迟线18之前或之后进行。可以将放大器增益设置为1，在这种情况下放大器19仅仅用作隔离单元。

现在说明用于处理由功率分配器16产生的射频信号的第二分支的第二实施例。在选择通过开关17之后，将第二分支中的信号提供给分频因子为N的分频器21。将分频器21的输出信号通过滤波器22，然后通过倍频因子最好等于分频因子N的倍频器23。将倍频器23的输出信号再次通过滤波器24、由放大器19放大，然后作为射频信号2提供给四端口接线设备20的第二输入端。还需要注意的是，放大器19的低噪声放大可以在第二分支的任何位置进行。此外，应该注意的是，分频因子和倍频因子可以任意选择，但最好是因子为2就足够了。由于如图3所示的第二分支中的射频信号的这个处理，所以丢失了信号中包含的相位信息。

在采用类似(n)PSK的简单调制技术并且一般条件不随时间变化很大的情况下，可以特别省略可选开关。可选地，可以在功率分配器16和四端口接线设备20之间的第一分支中提供隔离单元49。

下面参考图4，图4显示了采用S一矩阵方法的理想四端口接线设备20的数学描述。可以采用多个不同实施方式来实现图4的S-矩阵所述的功能。图5和图6显示了四端口接线设备的两个可能的实施方式。注意，这里仍然省略了四端口接线设备的详细说明，因为已经在上述的PCT/EP/98/083 29申请中详细描述了四端口接线设备。

如图5所示，依据这个实施方式，将第一射频信号1提供给第一功率分配器25，将第二射频信号2提供给第二功率分配器26。功率分配器25和功率分配器26连接到混合电路28，混合电路28由终端30连接到地，此外还连接到功率传感器1的接口。将分别由功率分配器25和功率分配器26产生的第二信号分支提供给第二混合电路29，其中，由第二功率分配器26产生的第二分支信号在提供给混合电路29之前首先由移相器27移相。第二混合电路29再次由终端电路31连接到地，并连接到功率传感器2的接口。注意，90°和180°混合电路也可以采用，在PCT/EP/98/083 29申请中说明了电路功能。

图6显示了在由其他外部装置获得隔离功能的情况下四端口接线设备的又一个可能的实施方式。图6所示实施方式的详细说明也可以在申请PCT/EP/98/083 29中找到。

在下列方程式(1)至(23)中，描述了所提出的下变频方法的总体数学描述。对于图2和图3的两种情况，所运用的数学描述类似。数学表示是对于图3的情况显示的，具有相关的时延功能。

表1显示了所用变量的图标符号(legend)。

ν₁＝ρV₀e^j               (1)

ν₂＝V₀                      (2)

等式S表示四端口接线器的理想S矩阵。 $S=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& s_{13}& s_{14}\\ 0& 0& s_{23}& s_{24}\\ s_{31}& s_{32}& 0& 0\\ s_{41}& s_{42}& 0& 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& s_{13}& s_{14}\\ 0& 0& s_{23}& s_{24}\\ k_{31}{e}^{\mathrm{j\θ}31}& k_{32}{e}^{\mathrm{j\θ}32}& 0& 0\\ k_{41}{e}^{\mathrm{j\θ}41}& k_{42}{e}^{\mathrm{j\θ}42}& 0& 0\end{array}\right]-----\left(4\right)$

${\stackrel{\‾}{P}}_3=\frac{1}{N}\underset{1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{P}_3---------\left(11\right)$ $P_2=\frac{{\stackrel{\‾}{P}}_3}{k_{31}^2{\mathrm{\ρ}}^2+k_{42}^2}----------\left(12\right)$ $X_3=\frac{k_{31}^2{\mathrm{\ρ}}^2+k_{32}^2}{2k_{31}{k}_{32}}\frac{P_3}{{\stackrel{\‾}{P}}_3}-\frac{k_{31}^2{\mathrm{\ρ}}^2}{2k_{31}{k}_{32}}-\frac{k_{32}^2}{2k_{31}{k}_{32}}-------\left(13\right)$ $X_4=\frac{k_{31}^2{\mathrm{\ρ}}^2+k_{32}^2}{2k_{41}{k}_{42}}\frac{P_4}{{\stackrel{\‾}{P}}_3}-\frac{k_{41}^2{\mathrm{\ρ}}^2}{2k_{41}{k}_{42}}-\frac{k_{42}^2}{2k_{41}{k}_{42}}------\left(14\right)$ Δθ₃＝θ₃₁-θ₃₂    Δθ₄＝θ₄₁-θ₄₂                        (15)X₃＝ρcos(Δθ₃+)＝ρ(cosΔθ₃cos-sinΔθ₃sin)        (16)X₄＝ρ(cosΔθ₄+)＝ρ(cosΔθ₄cos-sinΔθ₄sin)        (17) $I=\frac{X_3\sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-X_4\sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3}{\sin (\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3)}-------\left(18\right)$ $Q=\frac{X_3\cos \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-X_4\cos \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3}{\sin (\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3)}-------\left(19\right)$ $\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3\≠k\frac{\mathrm{\π}}{2},\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4\≠k\frac{\mathrm{\π}}{2},\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3\≠\mathrm{k\π}-----\left(20\right)$ $Y_1=\frac{I}{P}=\frac{X_3\sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-X_4\sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3}{\mathrm{\ρ}\sin (\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_4-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_3)}--------\left(21\right)$ Y₂＝sgn(Q)                                   (22)＝Y₂arccos(Y₁)                             (23)

ν1	要被I/Q解调的RF信号
		ν2	第二RF信号(已知)
ρ	在RF信号一和二之间的振幅比
			在RF信号一和二之间的相差
s	四端口接线器的S矩阵
		kmn	从端口n到m的复传递函数的振幅
θmn	从端口n到m的复传递函数的相位
		ν3	到达功率传感器1的信号
ν4	到达功率传感器2的信号
		P3	在功率传感器1检测的功率电平
P4	在功率传感器2检测的功率电平
		P3	在N个信号之后在功率传感器1检测到的平均功率电平
X3	功率P3的帮助函数
		X4	功率P4的帮助函数
Y1	要在数字域中变换的标准化I值
		Y2	Q值的符号

                   表1.所用变量的图标符号

主要影响是在到达(图2和图3的)四端口接线器20之前的信号包含两个不同的噪声部分。这也意味着所提出的非相干系统与相干解决办法相比具有更大的噪声灵敏度，但具有潜在地更简单的实现方式。简单实现的优点随工作频率的增大而增长。

现在参看图1，说明连接到直流接口14的电路的不同实施方式。如图7所示，直流接口14可以通过两个A/D变换装置32、33连接到数字处理单元(DSP单元)34和解调单元35。DSP单元34负责处理输入数字信号，以便实现解调或者甚至实现一个全信号解调。注意，作为系统控制单元的一部分的控制单元15可以被设计为控制A/D变换器32、33以及数字处理单元34。

图8至10显示了具有来自功率传感器10、11的在滤波器12、13中滤波之后的两个直流输入的其他实施方式。此外，依据图8到10的实施方式，提供两个连接到模拟处理和平均单元的直流输出。可以可选地运用附加低通滤波。

在(n)PSK解调情况下的操作方法

图8、9和10涉及采用依据本发明的概念的(n)PSK解调。在所有附图中，提出了用于模拟电路实现的三个不同的选择。将全部信号信息放在已调制信号的相对相位中。依据这个事实，关于信号振幅的信息不需要包含该信息。这意味着对于所提出的非相关操作只要两个功率传感器就足以对信号译码。

此外，采用依据本发明的方法，可以减少增益控制需求，这表明数字增益控制可以被省略，只要简单的模拟粗增益控制就足够了。以模拟方式将检测到的在功率传感器输出端的直流电平进行平均，并提供到两个模拟处理实体36、37(图8和9)。在更多码元上进行平均。定时信息来自于控制单元15。两个功率传感器10、11上的平均值确定了阈值，该阈值根据下列方程式用于模拟比较和硬判决。

考虑图2至6的实施例，显然，与相关相移一样，四端口接线设备20的(从射频信号输入到相关功率传感器的)传递函数也是已知的。这意味着可以在只有平均功率信息的情况下计算出nPSK的阈值。QPSK的阈值是非常直接的。还将关于阈值的信息提供给给出硬判决(n)PSK解调值的模拟电路38(图8)。通过采用模拟电路38，可以执行具有对通道译码实体有用的附加信息的硬判决解调。即，如果信号/噪声比降低，则可能出现硬判决框38指示不止一个解调状态的情况。这还可以被理解为附加“准软比特(quasi soft bit)”信息的一些样式。

在图9中不采用单个“模拟电路方框”，而是提供了两个给出“准软比特”的2-4位A/D变换器40、41。术语“准”的意思是所获得的比特在提供给译码单元之前必须进一步进行支持软比特的DSP处理。这意味着数字处理的这个部分可以由ASIC直接包含在译码实体的输入端。

在相位解调情况下操作的方法和装置，其中信号振幅是恒定的

在依附于图2或图3的结构的图10描述了这个操作所需的设备，可以将其称为相位解调器。在直流接口14，在(至少一个)功率传感器，用于信号平均的模拟单元36、37连接到根据上述方程式定义的模拟电路38。模拟处理结果是标准化的I值和Q值的正负号函数，将其提供给两个A/D变换器40、41，其中一个变换器是连接到正负号函数单元42的一位变换器。

在获得了相位差的余弦值和正负号值并数字化之后，可以执行进一步的数字处理43，来计算相位信息的实际值。

图11a显示了功率传感器10、11的内部结构。功率传感器的中央部分是检波二极管、温度功率传感器和FET结构44。此外，可选匹配网络45、可选偏置单元46和用于非线性性能的可选模拟补偿硬件47与中央单元44相连。注意，可以在PCT/EP98/08329中找到对功率传感器的功能和内部结构的详细描述。

现在参看图11d至17说明模拟结果。已经执行了这个模拟来确认所提出的工艺，特别确认在下列模拟条件下所提出的技术：

-功率传感器是工作在线性区域并具有与组件中的分立电阻相同的容差(被认为匹配的电抗部分)的输入阻抗的检波二极管，

-三端口接线器是考虑图3的总体布局由如图6所示的阻性元件实现的。延迟过程被认为是理想的，以及

-电阻绝对值被认为具有0％和15％的容差。

图11b显示了分别由图3和图2的结构解调的差动(differential)和非差动QPSK状态，其中信噪比为9dB。

I显示了在理想四端口接线器和具有外部本地振荡器信号的解调情况下的具有一个噪声容限的QPSK信号，

II显示了与本发明相比在理想四端口结构情况下的具有一个噪声容限的QPSK信号，其中，包括20％的绝对电阻容差并运用本地振荡器，

III显示了如图2和3所示依据本发明的理想四端口接线器的具有一个噪声容限的QPSK信号，以及

IV显示了依据本发明的理想四端口结构的具有一个噪声容限的QPSK信号，其中包括20％的电阻容差。

图12显示了分别由图3和图2的结构解调的差动和非差动8PSK状态，其中信噪比为15dB。

I显示了(与本发明相比)在理想四端口接线器和具有外部LO信号的解调情况下的具有一个噪声容限的8PSK信号，

II显示了具有图3的理想四端口结构的具有一个噪声容限的8PSK信号，其中，包括20％的绝对电阻容差，

III显示了如图2和3所示依据本发明的具有理想四端口接线器的具有一个噪声容限的8PSK信号，以及

IV显示了依据本发明的理想四端口结构的具有一个噪声容限的8PSK信号，其中包括20％的绝对电阻容差。

注意，依据本发明的情况III和IV分别显示与情况I和II相比的低性能，但因为不再需要本地振荡器，所以这不仅仅是由更简单的设计所补偿的。

图13显示了没有噪声并具有理想四端口电路的功率传感器的理想直流输出信号，其中，将输出信号显示为在图2和图3的四端口接线器的输入端口的输入信号的相差的函数。实线表示平均值，虚线表示相关状态。假设图6的移相器具有45°的相移值。

图14显示了信噪比为9dB并具有理想四端口电路的功率传感器的理想直流输出。将理想直流输出信号显示为在图2和图3的四端口接线器的输入端口的输入QPSK信号的相差的函数。实线表示平均值，虚线表示相关状态。再次假设图6的移相器具有45°的相移值。

图15显示了没有噪声并具有理想四端口电路的功率传感器的理想直流输出信号，理想直流输出是在图2和图3的四端口接线器的输入端口的输入8PSK信号的相差的函数。实线表示平均值，虚线表示相关状态。假设图6的移相器具有45°的相移值。

图16显示了信噪比为15dB并具有理想四端口电路的功率传感器的理想直流输出信号。将理想直流输出信号显示为在图2和图3的四端口接线器的输入端口的输入8PSK信号的相差的函数。实线表示平均值，虚线表示相关状态。再次假设移相器具有45°的相移。

图17显示了没有噪声并具有理想四端口电路的功率传感器的理想直流输出信号，其中，将输出显示为在图2和图3的四端口接线器的输入端口的输入8PSK信号的相差的函数。实线表示平均值，虚线表示相关状态。假设图6的移相器具有75°的相移值。注意，与图15相比，阈值随相移的变化而变化。如果将该设备设计为工作在频率f-指数0，则它还可以工作在频率f-指数1＝f-指数0×75/45＝f-指数0×1.66(注意，移相器通常线性依赖于所运用的频率)。然而，从图17可以看出，阈值更加接近，以便系统如果用于宽带应用可以获得更好的信噪比。

本发明提出了一种三端口技术，该三端口技术允许与已知的六端口接收机布局具有相同的功能，但显著减少了射频电路，只有两个功率传感器，而不需要本地振荡器(非相关检测)。在类似PSK的简单调制过程的情况下，不需要射频。所提出的技术解决了只有一个通道进行低范围通信的情况。这对于采用较高微波和较低毫米波范围以及提出一个通道的全频率重复使用的应用是非常实用的。这对于类似nPSK的简单调制方案特别方便。所提出的概念特别有利于低成本设备应用。所提出的解决办法还特别有利于毫米波范围内的典型应用。此外，特别有利于以类似QPSK的简单调制方案进行的单通道通信。这对于60Ghz或24Ghz(ISM波带)应用特别有吸引力。

Claims (25)

1.用于射频信号的下变频器，所述下变频器包括一个三端口接线器(7)，

其中，三端口接线器(7)具有一个用于射频信号的输入端口(6)和两个输出端口(8，9)，

输出端口(8，9)分别连接到功率传感器(10，11)。

2.如权利要求1或2中的任何一个所述的下变频器，其特征在于，

三端口接线器(7)包括

-功率分配器(16)，将提供给输入端(6)的信号分成两个分支，

-处理装置(17，18，19；21，22，23，24)，用于处理其中一个分支，以及

-四端口接线设备(20)，用于合并两个分支并产生两个输出信号以提供给输出端(8，9)。

3.如权利要求2所述的下变频器，其特征在于，

处理装置包括延迟单元(18)。

4.如权利要求2所述的下变频器，其特征在于，

处理装置包括：

-分频器(21)，

-至少一个滤波器(22，24)，以及

-倍频器(23)。

5.如权利要求2至4中的任何一个所述的下变频器，其特征在于，

在由处理装置(17，18，19；21，22，23，24)处理的信号分支中提供一个开关(17)。

6.如权利要求2至5中的任何一个所述的下变频器，其特征在于，

在至少一个分支中提供一个隔离单元(49)。

7.解调器，其特征在于，

包括如权利要求7所述的下变频器，

其中，加到输入端口(6)上的信号是一个数字调制RF信号，在对应于所提供信号的比特持续时间的一半的持续时间内控制开关(17)断开。

8.如权利要求7所述的解调器，其特征在于，

低通滤波器(12，13)连接到功率传感器(10，11)的输出端。

9.如权利要求8所述的解调器，其特征在于，

一个A/D变换器(32，33)分别直接或间接连接到一个功率传感器(10，11)。

10.如权利要求8所述的解调器，其特征在于，

至少一个平均单元(36，37)与低通滤波器(12，13)的输出相连，至少一个平均单元(36，37)的输出与低通滤波器(12，13)的输出一起提供给至少一个模拟处理单元(38，39)。

11.如权利要求10所述的解调器，其特征在于，

至少一个模拟处理单元(38，39)的输出提供给一个A/D变换器(41)。

12.移动通信设备，其特征在于，

包括如权利要求7至11中的任何一个所述的解调器。

13.一种通过一个三端口接线器(7)来下变频RF信号的方法，所述方法包括下列步骤：

-将RF信号提供给三端口接线器(7)的一个输入端口(6)，

-在一个输入射频信号的基础上产生两个直流输出信号，以及

-将三端口接线器(7)的两个输出端口(8，9)的输出信号分别提供给一个功率传感器(10，11)。

14.如权利要求13所述的用于下变频射频信号的方法，其特征在于，

在一个输入射频信号的基础上产生两个直流输出信号的步骤包括：

-将提供给输入端(6)的信号分成(16)两个分支，

-处理(17，18，19；21，22，23，24)其中一个分支，以及

-合并(20)两个分支并产生两个输出信号以提供给输出端(8，9)。

15.如权利要求14所述的用于下变频射频信号的方法，其特征在于，

处理(17，18，19；21，22，23，24)其中一个分支的步骤包括下列步骤：

-将相应分支的信号延迟(18)对应于输入射频信号的至少一个调制比特的持续时间的持续时间。

16.如权利要求14所述的用于下变频射频信号的方法，其特征在于，

处理(17，18，19；21，22，23，24)其中一个分支的步骤包括下列步骤：

-分频(21)，

-滤波(22，24)，以及

-将所处理分支的信号倍频(23)。

17.如权利要求14至16中的任何一个所述的用于下变频射频信号的方法，其特征在于，

开关(17)所处理(17，18，19；21，22，23，24)的信号分支。

18.如权利要求13至17中的任何一个所述的方法，其特征在于，

在至少一个分支中提供一个隔离功能(49)。

19.解调方法，其特征在于，

包括如权利要求17所述的下变频方法，

其中，加到输入端口(6)上的信号是一个数字调制信号，在对应于所提供信号的比特持续时间的一半的持续时间内控制开关(17)断开。

20.如权利要求19所述的解调方法，其特征在于，

对功率传感器(10，11)的输出进行低通滤波(12，13)。

21.如权利要求19或20中的任何一个所述的解调方法，其特征在于下列步骤，

根据功率传感器(10，11)的输出信号对至少一个信号进行A/D变换(32，33)。

22.如权利要求20所述的解调方法，其特征在于，

还包括下列步骤，平均(36，37)滤波步骤(12，13)的至少一个输出的输出，以及，模拟处理(36，37)平均步骤(36，37)的输出及滤波步骤(12，13)的输出。

23.如权利要求22所述的解调方法，其特征在于，

由模拟处理步骤(38，39)产生不止一个解调状态，以便能获得表明还未正确检测到所述状态的附加硬信息。

24.如权利要求22所述的解调方法，其特征在于，

-对模拟处理步骤(38，39)的输出进行A/D变换，

-对A/D变换后的信号进行数字处理，以及

-将数字处理后的信号提供给一个译码步骤。

25.如权利要求24所述的解调方法，其特征在于，

一个A/D变换步骤是一比特变换(40)。

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