CN1270556C

CN1270556C - 移动通信系统，无线电基站装置，上行链路接收同步方法

Info

Publication number: CN1270556C
Application number: CNB200310119594XA
Authority: CN
Inventors: 内藤贵弘
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-12-04
Filing date: 2003-12-04
Publication date: 2006-08-16
Anticipated expiration: 2023-12-04
Also published as: JP3776877B2; US7298731B2; CN1505422A; US20040109422A1; JP2004187022A

Abstract

提供一种无线电基站装置，能够改善同步检测的精度，并进行稳定的接收同步确定，而没有错误的同步确定。TFCI比特误差部分对解码的TFCI值重新编码，计算重新编码的TFCI码元与接收的TFCI码元的硬决定码元之间的差值。TFCI解码特征确定部分从软决定TFCI解码器中使用的快速Haramard变换的相关结果计算特征指示符值。上行链路无线电同步状态确定部分利用同步状态确定参数，接收SIR确定部分计算的接收SIR值，导频比特误差确定部分计算的导频误差比特的数量，TFCI比特误差确定部分计算的误差TFCI比特的数量，和TFCI解码特征确定部分计算的TFCI解码特征指示符值来确定上行链路同步状态的状态转变。

Description

移动通信系统，无线电基站装置，上行链路接收同步方法

技术领域

本发明涉及移动通信系统，无线电基站装置，和确定上行链路接收同步的方法。更具体地讲，本发明涉及确定上行链路接收压缩模式中的同步的方法。

背景技术

根据IMT-2000(国际移动电信-2000)标准的无线电基站装置采用压缩模式。压缩模式是由更高层的装置采用与其它系统，例如FDD(频分双工)，TDD(时分双工)，和GSM(全球移动通信系统)，不同的频率之间的越区切换中的测量结果设置的(例如，参考3GPP TS25.133，8，“UE测量过程”)。

压缩模式是一种利用其可以测量不同频率的网孔以执行不同频率之间的越区切换的功能。单接收机移动站实质上应该支持下行链路压缩模式。

由UTRAN(通用陆地无线电接入网络(Universal Terrestrial RadioAccess Network))确定向压缩模式的转变，然后将压缩模式中所需的参数通知给移动站。

在压缩模式中，在被称为传输间隙的时隙期间不传输数据。就BER(比特误差率)和BLER(数据块误差率)而言，为了防止传输中断期间因减小的增益造成质量恶化，对在压缩模式中的帧临时增加发送功率。

在压缩模式中，可重复这种传输间隙。另外，借助测量请求或其它方式，可更改压缩模式的类型，包括一个传输间隙中的时隙数量，传输间隙重复的次数(例如，参见“W-CDMA移动通信系统，第3部分，无线系统，3-3，无线访问接口标准，m.压缩模式”(Keiji Tachikawa编辑，第140页，Maruzen公司，2002年3月15日))。

当在上述常规无线电基站装置中设置上行链路压缩模式时，如图6所示，物理层中的上行链路DPCCH(专用物理控制信道)的时隙格式在帧与帧之间有很大的变化。因此，很难对上行链路接收同步进行稳定的确定。因此，需要处理提到的这种情况。

特别是，无线电基站装置在上行链路接收同步的确定中使用已知的导频码元。由于由压缩模式造成压缩的帧的时隙格式包含减少数量的导频码元，还由于正在被传输的时隙的数量被压缩，明显减少了每帧的已知导频码元的数量。

另外，压缩帧的已知导频码元与正常帧的已知导频码元不同。因此，在压缩模式中，难以进行上行链路接收同步的确定，并且上行链路接收同步的稳定确定趋于失败。当无线电基站装置处在同步状态，它执行SIR(信号于干扰功率比)闭环功率控制，以便提供最佳功率控制。就是说，上行链路接收同步的确定涉及功率控制，因此将对其他用户，通信质量等造成明显的干扰。

发明内容

本发明的一个目的是通过提供一种移动通信系统，无线电基站装置，和确定上行链路接收同步的方法来解决这些问题，该移动通信系统，无线电基站装置，和确定上行链路接收同步的方法能够改善同步检测的精度，并进行稳定的接收同步确定，而没有错误的同步确定。

根据本发明，提供一种包括无线电基站装置的移动通信系统，用于利用来自移动站的DPCCH(专用物理控制信道)的导频码元来确定上行链路接收同步。

该移动通信系统包括：用于将从已经被解码一次的TFCI(传送格式组合指示符)值重新编码的TFCI码元与从该移动站接收的TFCI码元进行比较的装置；和用于将导频码元的导频误差比特数以及从上述比较结果得到的TFCI误差比特数与预定阈值进行比较来确定上行链路接收同步的确定装置。

根据本发明，提供一种利用来自移动站的DPCCH(专用物理控制信道)的导频码元来确定上行链路接收同步的无线电基站装置。该无线电基站装置包括：用于将从已经被解码一次的TFCI(传送格式组合指示符)值重新编码的TFCI码元与从该移动站接收的TFCI码元进行比较的装置；和用于将导频码元的导频误差比特数以及从上述比较结果得到的TFCI误差比特数与预定阈值进行比较来确定上行链路接收同步的确定装置。

根据本发明，提供一种用于确定包括无线电基站装置的移动通信系统中的上行链路接收同步的方法，利用来自移动站的DPCCH(专用物理控制信道)的导频码元来确定上行链路接收同步。在无线电基站装置中，该方法包括步骤：将从已经被解码一次的TFCI(传送格式组合指示符)值重新编码的TFCI码元与从该移动站接收的TFCI码元进行比较；和将导频码元的导频误差比特数以及从上述比较结果得到的TFCI误差比特数与预定阈值进行比较，来确定上行链路接收同步。

因此，根据本发明的移动通信系统涉及用于在3GPP(第3代合作计划)TS25.215，UTRA FDD测量结果中描述的压缩模式确定上行链路接收同步的方法。

为了解决上述问题，根据本发明的移动通信系统利用导频码元和DPCCH(专用物理控制信道)的TFCI(传送格式组合指示符)码元实现用于确定上行链路接收同步的方法。

TFCI码元是用Walsh正交码编码的码元。因此，利用从用于TFCI解码的Haramard变换得到的Walsh码序列作为用于确定接收同步的参考码元。另外，计算由Haramard变换获得的TFCI解码特征的指示符值，并用于确定接收同步。以这种方式，即使在压缩模式中也能进行稳定的同步确定。

这是可能的，因为，与导频码元不同，TFCI码元即使在压缩模式下也不随每帧的码元数量而大大地改变。因此，根据本发明的移动通信系统即使在上行链路压缩模式中减少已知码元，即，导频码元的数量时，也能够稳定地确定上行链路接收同步。

附图说明

图1是根据本发明实施例的无线电基站装置的配置的方框图；

图2是表示图1中的软决定TFCI解码器，TFCI比特误差确定部分，和TFCI解码特征确定部分的配置的方框图；

图3示出了仅使用导频码元时由图1的上行链路无线电同步状态确定部分进行的状态转变确定；

图4示出了由图1的上行链路无线电同步状态确定部分进行的状态转变确定；

图5示出了上行链路DPCCH时隙格式；

图6示出了上行链路DPCCH时隙格式的配置表；

图7是描述上行链路压缩模式的配置的示意图；

图8A和8B示出在Hadamard变换之前和已加入噪声电平±4之后参考值输入电平32的TFCI编码特性；

图9A和9B示出在Hadamard变换之前和已加入噪声电平±32之后参考值输入电平32的TFCI编码特性；

图10A和10B示出在Hadamard变换之前和已加入噪声电平±64之后参考值输入电平32的TFCI编码特性；和

图11示出了噪声电平和对应的TFCI解码特征指示符值。

具体实施方式

现在参考附图描述本发明的实施例。图1是表示根据本发明实施例的无线电基站装置的配置的方框图。在图1中，根据该实施例的无线电基站装置包括解扩处理器1，压缩帧确定部分2，码元确定部分3，下行链路发送功率控制器4，接收SIR(信号与干扰功率比)确定部分5，TPC(发送功率控制)比特确定部分6，导频比特误差确定部分7，软决定TFCI(传送格式组合指示符)解码器8，TFCI比特误差确定部分9，TFCI解码特征确定部分10，和上行链路无线电同步状态确定部分11。

图5示出了上行链路DPCCH(专用物理控制信道)时隙格式。图6示出了上行链路DPCCH时隙格式的配置表。参考图1，5，和6，说明每个部分的操作。

解扩处理器1执行用于对扩展码上行链路DPCCH解扩的信号处理。压缩帧确定部分2根据由更高层装置(未示出)通知的压缩模式参数，确定物理信道的帧的状态，例如，图5所示的正常帧32，压缩帧(时隙A)33，和压缩帧(时隙B)34。

码元确定部分3从图5所示的上行链路DPCCH时隙格式31扩展导频码元，TFCI码元，FBI(反馈信息)码元，和TPC(发送功率控制)码元。下行链路发送功率控制器4利用通过上行链路DPCCH发送的TPC比特来控制下行链路发送功率。接收SIR确定部分5利用已知的导频码元计算接收SIR。

导频比特误差确定部分7计算接收的导频码元的硬决定码元和已知导频码元之间的差值。软决定TFCI解码器8从接收的TFCI代码码元计算TFCI值。TFCI比特误差确定部分9计算从解码的TFCI值重新编码的TFCI码元与接收的TFCI码元的硬决定码元之间的差值。

TFCI解码特征确定部分10从软决定TFCI解码器8中使用的快速Haramard变换的相关结果计算特征指示符值。上行链路无线电同步状态确定部分11确定上行链路同步状态的状态转变。利用同步状态确定参数，接收SIR确定部分5计算的接收SIR值，导频比特误差率确定部分7计算的导频误差比特的数量，TFCI比特误差确定部分9计算的误差TFCI比特的数量，和TFCI解码特征确定部分10计算的TFCI解码特征指示符值来进行该确定。

在本实施例中，将TFCI比特误差确定部分9和TFCI解码特征确定部分10的输出输入到上行链路无线电同步状态确定部分11。这样，即使在如图6所示的压缩模式中减少导频码元的数量，也能稳定地确定上行链路同步。

图7是描述上行链路压缩帧的配置的示意图。参考图6和7，使用特定参数值描述关于帧结构中的变化和压缩模式中每个帧的导频码元数量的减少。

更高层装置如下设置这些参数。TGCFN(传输间隙连接帧数量)是指示压缩模式开始的物理帧的CFN。形成一个传输间隙，使其从与由TGCFN指定的帧的开始偏移由TGSN(传输间隙起始时隙数量)(时隙)指定的时隙数量的时隙开始。

传输间隙从由TGSN(时隙)偏移的时隙位置起延伸TGL1(传输间隙码型长度1)(时隙)的长度。在TGSN(时隙)进一步之后的TGD(传输间隙起始距离)(时隙)形成具有TGL2(传输间隙码型长度2)(时隙)的长度的下一个传输间隙。

TGPL1(传输间隙码型长度1)是指示由上面作为一组帧的参数形成的压缩帧的码型的参数。

在本例的情况中，上述参数被设置为TGCFN＝M(帧)，即，0-255，TGSN＝10(时隙)，TGL1＝7(时隙)，TGD＝24(时隙)，TGL2＝7(时隙)，TGPL1＝4(帧)，和TGPL2＝8(帧)。

下面使用这些指定的参数给出压缩帧的描述，对于TGCFN＝M(帧)，TGSN＝10(时隙)，和TGL1＝7(时隙)，跨越CFN＝M和CFN＝M+1之间的边界形成传输间隙。

由于CFN＝M中包括传输间隙的五个时隙，在该帧中传输十个时隙。因此，时隙格式根据图6所示的每个无线电帧的传输时隙而改变成A。

例如，如果正常帧的时隙格式是2，它改变成2A。对于正常帧，每帧的导频码元的数量是5×15＝75，由此，在这种情况下，对于压缩帧变成4×10＝40。

另外，由于TGD＝24(时隙)，在以TGL2＝7(时隙)的第五个时隙开始的帧CFN＝M+2中形成另一个传输间隙。就是说，由于在该帧中传输8个时隙，时隙格式改变成2B，并且每帧的导频码元的数量变成24。因此，在压缩模式中减少了每帧的导频码元的数量。

图2是表示图1中的软决定TFCI解码器8，TFCI比特误差确定部分9，和TFCI解码特征确定部分10的相应配置的方框图。在图2中，软决定TFCI解码器8包括数据比特替换单元81和快速Hadamard变换单元82。TFCI比特误差确定部分9包括TFCI代码发生器91和硬决定TFCI代码比较器92。TFCI解码特征确定部分10包括相关值特征存储单元101，峰值相关值确定单元102，和TFCI确定单元103。

图4表示由图1中的上行链路无线电同步状态确定部分11进行的状态转变的确定。参考图1，2，和4，描述TFCI比特误差确定部分9和TFCI解码特征确定部分10的操作。另外，描述上行链路无线电同步状态确定部分11的操作，其中该操作使用由TFCI比特误差确定部分9提供的硬决定TFCI误差比特的数量和由TFCI解码特征确定部分10提供的TFCI解码特征指示符值。

一旦针对一个帧累积由码元确定部分3分开的软决定TFCI码元，将它们输入到软决定TFCI解码器8的数据比特替换单元81。通过在i＝第0个比特前插入i＝第30个比特，和在针对表8的传送格式组合指示符的编码，3GPP TS 25.212，4.3.3中发现的(32，10)TFCI代码的基本序列的i＝第15个比特前插入i＝第31个比特，来将软决定TFCI码元转换成Walsh正交序列。于是，插入要输入到快速Hadamard变换单元82的软决定数据。

快速Hadamard变换单元82计算与Walsh正交码矢量的相关性。TFCI解码特征确定部分10的峰值相关值确定单元102确定具有最可能相关的Hadamard变换索引。TFCI确定单元103确定接收TFCI值。由TFCI代码发生器91将该TFCI值编码成TFCI代码，并输入到硬决定TFCI代码比较器92，TFCI代码发生器91与位于发射机处的TFCI代码发生器相同。

硬决定TFCI代码比较器92将接收的软决定TFCI码元的比特与硬决定TFCI码元的比特进行比较。结果是，硬决定TFCI代码比较器92输出硬决定TFCI误差比特的数量，该数量输入到上行链路无线电同步状态确定部分11作为确定同步的信息。

另外，将软决定TFCI解码器8的快速Hadamard变换单元82计算的相关存储在TFCI解码特征确定部分10中的相关值特征存储单元101中。然后，计算TFCI解码特征指示符值并输入到上行链路无线电同步状态确定部分11作为确定同步的信息。

图8A和8B示出了在Hadamard变换前将噪声电平±4加到参考值输入电平32的情况下的TFCI编码特征。图9A和9B示出了在Hadamard变换前将噪声电平±32加到参考值输入电平32的情况下的TFCI编码特征。图10A和10B示出了在Hadamard变换前将噪声电平±64加到参考值输入电平32的情况下的TFCI编码特征。图11示出噪声电平和对应的TFCI解码特征指示符值。参考图8至11，说明如何用数字计算TFCI解码特征指示符值。

图8A，9A，和10A示出将相应的噪声电平±N(N＝4，32，64)加到要被进行Hadamard变换的输入参考电平32的情况下，进行Hadamard变换之后的相关值输出。在此，噪声电平是±N范围内的随机值。

参见图8A，9A，和10A，可以看到，随着噪声电平N增加，Hadamard变换之后对其它索引(其它Walsh正交矢量)的相关值增加。下面描述确定TFCI解码特征指示符值A的方法。

设B是Hadamard变换后的相关值的绝对值的总和，C是Hadamard变换后的相关值的绝对值的峰值。噪声分量的平均D由下式给出：

<噪声分量的平均D>＝<相关值的绝对值的总和B>-

<相关值的绝对值的峰值C>/32。 ...(1)

可将特征指示符值A定义为绝对值的峰值C和噪声分量的平均D之间的相对值，由下式计算：

<特征指示符值A>＝10×log(<相关值的绝对值的峰值C>/<噪声分量的平均D>。 ...(2)

图11示出在噪声电平±N(N＝4，8，16，32，48，64，80，96)时针对输入参考电平32的计算结果。

图3示出由图1中的上行链路无线电同步状态确定部分11进行的状态转变的确定。正好在建立呼叫之后，无线电基站装置处在初始状态21。

此刻，从初始状态21向同步状态22的转变需要两个条件。第一个条件是由导频比特误差确定部分7计算的导频误差比特的数量比用于连续地反向保护的可允许导频误差比特的数量高出与用于帧同步的反向保护步调的数量一样多的倍数。第二个条件是由接收SIR确定部分5计算的接收SIR比用于连续反向保护的接收SIR阈值高出与用于帧同步的反向保护步调的数量同样的倍数。保持可允许的导频误差比特的数量的反向保护步调的数量和接收SIR阈值，以便可将其作为分离参数控制。

从同步状态22向非同步状态23的转变需要两个条件25。第一个条件是由导频比特误差确定部分7计算的导频误差比特的数量比用于连续地正向保护的可允许导频误差比特的数量大与用于帧同步的正向保护步调的数量一样多的倍数。第二个条件是由接收SIR确定部分5计算的接收SIR比用于连续正向保护的接收SIR阈值低与用于帧同步的正向保护步调的数量同样的倍数。保持可允许的导频误差比特的数量的正向保护步调的数量和接收SIR阈值，以便可将其作为分离参数控制。

从非同步状态23向同步状态22转变的条件26与上述从初始状态21向同步状态22转变的情况相同。

图4示出了上行链路无线电同步状态确定部分11进行的状态转变确定，其中使用了导频码元和TFCI码元。将两个参数加到用于从初始状态21向同步状态22转变的条件27。第一个参数是可允许的导频误差比特+用于反向保护的可允许TFCI误差比特的数量。第二个参数是用于反向保护的TFCI特征指示符值的阈值。这些信息项是从TFCI比特误差确定部分9和TFCI解码特征确定部分10输入的。

同样，将两个参数加到用于从同步状态22向非同步状态23转变的条件28。第一个参数是可允许的导频误差比特的数量+用于反向保护的可允许TFCI误差比特的数量。第二个参数是用于反向保护的TFCI特征指示符值的阈值。这些信息项是从TFCI比特误差确定部分9和TFCI解码特征确定部分10输入的。

因此，由于TFCI码元是利用Walsh正交码编码的码元，该实施例使用从用于TFCI解码的Haramard变换得到的Walsh码序列作为用于确定接收同步的参考码元。

因此，在本实施例中，TFCI码元还被用于确定上行链路接收同步。虽然已知导频码元的数量针对上行链路压缩模式中的每一帧而改变，与常规接收同步确定技术相比，可改善同步检测的精度。这样能够进行稳定的接收同步确定，而没有错误的同步确定。

另外，在常规的接收同步确定技术中，仅使用已知的导频码元，接收SIR值可能因导频码元的数量减低而被错误地估算。然而，在本实施例中，利用即使在压缩帧中每帧的码元数量没有很大变化的，并且已经用Walsh正交码编码的TFCI码元来确定无线电特征。

因此，在本实施例中，利用对TFCI解码中获得的Haramard变换之后的特征，与常规接收同步确定技术相比，可进一步改善同步检测的精度。这样也能够稳定地确定接收同步。

此外，由于该实施例能够以更高的精度确定接收同步，即使在压缩模式中也可提供最佳的闭环发送功率控制。这样可使对其它用户的干扰最小。

虽然该实施例在如上所述的上行链路压缩模式中非常有效，当该模式未设置到上行链路压缩模式时也可应用该实施例。

该实施例中也可以提供具有控制装置的上行链路无线电同步状态确定部分11，以便依据无线电环境的状态，确定是否使用来自接收SIR确定部分5，导频比特误差确定部分7，TFCI比特误差确定部分9，和TFCI解码特征确定部分10的输入信息。

Claims

1.一种包括无线电基站装置的移动通信系统，用于利用来自移动站的专用物理控制信道DPCCH的导频码元来确定上行链路接收同步，该系统包括：

用于将从已经被解码一次的传送格式组合指示符TFCI值重新编码的TFCI码元与从该移动站接收的TFCI码元进行比较的装置；和

用于将导频码元的导频误差比特数以及从上述比较结果得到的TFCI误差比特数与预定阈值进行比较来确定上行链路接收同步的确定装置。

2.根据权利要求1所述的移动通信系统，进一步包括从由对TFCI值解码中使用的Hadamard变换得到的解码特征来计算特征指示符值，

其中用特征指示符值来确定上行链路接收同步。

3.根据权利要求2所述的移动通信系统，进一步包括用于依据无线电环境来确定是否使用以导频码元计算的接收信号干扰功率比SIR值，导频码元的导频误差比特数量，TFCI误差比特的数量，和用于确定上行链路接收同步的特征指示符值的控制装置。

4.一种利用来自移动站的专用物理控制信道DPCCH的导频码元来确定上行链路接收同步的无线电基站装置，该装置包括：

5.根据权利要求4所述的无线电基站装置，进一步包括从由对TFCI值解码中使用的Hadamard变换得到的解码特征来计算特征指示符值，

其中用特征指示符值来确定上行链路接收同步。

6.根据权利要求5所述的无线电基站装置，进一步包括用于依据无线电环境来确定是否使用以导频码元计算的接收信号干扰功率比SIR值，导频码元的导频误差比特的数量，TFCI误差比特的数量，和用于确定上行链路接收同步的特征指示符值的控制装置。

7.一种用于确定包括无线电基站装置的移动通信系统中的上行链路接收同步的方法，利用来自移动站的专用物理控制信道DPCCH的导频码元来确定上行链路接收同步，在无线电基站装置中，该方法包括步骤：

将从已经被解码一次的传送格式组合指示符TFCI值重新编码的TFCI码元与从该移动站接收的TFCI码元进行比较；和

将导频码元的导频误差比特数以及从上述比较结果得到的TFCI误差比特数与预定阈值进行比较，来确定上行链路接收同步。

8.根据权利要求7所述的确定上行链路接收同步的方法，进一步包括从由对TFCI值解码中使用的Hadamard变换得到的解码特征来计算特征指示符值的步骤，

其中用特征指示符值来确定上行链路接收同步。

9.根据权利要求8所述的确定上行链路接收同步的方法，进一步包括用于依据无线电环境来确定是否使用以导频码元计算的接收信号干扰功率比SIR值，导频码元的导频误差比特的数量，TFCI误差比特的数量，和用于确定上行链路接收同步的特征指示符值的步骤。