CN1265237A - 用于将宽带中频信号变换到复合(正交)基带信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

宽带射频接收机通过使用限制放大器正交化IF信号来提供复合基带信号。正交化IF信号施加到复合取样电路以提供正交化I和Q分量。限制放大器提供代表所接收信号幅值的RSSI信号。以与正交化IF信号相同速率取样的RSSI信号与正交化和Q分量组合,用以提供基带信号的I和Q分量。

Description

用于将宽带中频信号变换到复合(正交)基带信号的方法和装置

本发明通常涉及射频(RF)接收机领域，尤其涉及用于从宽带中频信号产生复合基带信号(其还公知为正交基带信号)的方法和装置。

为了恢复例如为声频信息的调制信息，射频接收机使用公知的解调技术例如频率、幅值或相位解调技术来处理RF信号。随着高效数字信号处理器(DSP)的到来，使用依赖于所接收信号数值表示的数据处理技术，现代射频接收机更加有效地解调所接收的信号。为了处理所接收的信号，大多数数字解调技术产生具有复合分量的复合基带信号。这些复合分量，其公知为同相(I)和正交(Q)分量，带有所接收信号的幅值、相位和频率信息，其允许接收机的DSP通过处理I和Q分量的数值表示来恢复所调制的信息。

产生所接收信号的复合分量有各种公知的方法。一种公知方法是通过将中频(IF)信号与一组接收机产生的相互相位相差90度的基准信号混合来将接收的信号变换成其复合分量。独立混合器将IF信号与也公知为正弦和余弦信号的基准信号混合，以产生包括IF信号之I和Q分量的复合基带信号。

通常，使用CMOS集成电路技术制造该混合器。由于CMOS技术中固有的制造失配性，混合器产生在它们对应输出上的DC偏移电压，甚至当没有信号施加在它们的输入时也是如此。这些DC偏移电压能够在某种程度上降低混合器的动态范围，其相反地影响数字信号处理分辩。一些传统接收机在混合器输入端包括了自动增益控制(AGC)电路，用于将混合器的输出保持在最佳范围内。但是，由于大多数所接收的RF信号要受到通常由它们传播通路中之目标引起的随机变化，AGC电路的放大级可以不进行精确地预计。因此，射频接收机中AGC电路的实现变得非常的复杂。

另一传统方法依赖于包含在正交化IF信号中的相位信息和用于提供I和Q分量的所接收信号的幅值。该对数极性(Log-polar)方法在美国专利US5048059中进行了说明，在此引用作为参考。在将所接收的信号向下变换到中频之后，结合该方法的射频接收机使用包括级联式放大级的限幅器限制该IF信号，其在最后的放大级产生正交化的IF信号。在每一级，检测器检测其对应级的输出电平。将所有级联式放大级的输出电平相互相加以产生IF信号幅值的对数表示。此时，限幅器最后级的饱和输出，其具有包含相位信息的方波，施加到检测正交化IF信号之相位的相位检测器，基于IF信号的相位和幅值，接收机DSP通过将从极坐标系到笛卡耳坐标系变换相位和幅值信息来确定I和Q分量。

传统方法下的相位检测器通过检测正交化IF信号关于基准信号过零的持续时间来确定相位变化。过零持续时间是通过以预定速率取样正交化IF信号检测的，其对应于用此检测相位变化的分辨率。通过增加取样速率，相位检测器检测相位变化，带有较精细分辨率。例如，为了产生1度的相位分辨率，取样速率一定是中频的360倍。结果，为产生可接受的相位分辨率，在该方法下的取样速率是基本上高于IF信号频率。借助采用宽带射频接收机，例如基于码分多址(CDMA)技术的宽带射频接收机，CDMA射频接收机的IF信号频率可以在5-10MHz范围。因此，使用上述传统技术检测正交化宽带IF信号相位变化要求高取样速率，它能够由昂贵的拉取实际量电流的高频时钟控制电路提供。在电池供电的具有有限电流源的便携式射频接收机中，对于使用传统相位检测器以提供宽带IF信号之I和Q分量，这种时钟控制电路的高电流泄放变成了限制因素。因此，存在一种需要，即在没有由高频时钟控制电路要求拉取实际电流的情况下，以一种有效成本方式产生宽带IF信号的I和Q分量。

满足该需要的本发明在这种射频接收机中进行了实例性说明，该射频接收机通过产生所接收IF信号之正交化I和Q分量和通过将所接收IF信号幅值与正交化I和Q分量组合提供复合基带信号。

根据本发明的一个方案，射频接收机接收所接收的信号并将它变换成IF信号。射频接收机包括提供基于所接收信号之正交化IF信号的限幅器。正交电路，其在本发明优选实施例中包括滤波器和复合取样电路，被耦合到正交化IF信号，用于提供它的正交化I和Q分量。所接收信号强度电路提供代表所接收信号强度的RSSI信号。RSSI信号和正交化I和Q分量通过组合器组合，以产生复合基带信号。

根据本发明该方案的一些更详细的特征，正交电路中可以是模拟或数字滤波器的滤波器除去了正交化IF信号的高频分量。复合取样电路最好以IF信号频率的4/(2n+1)倍的预定速率取样正交化IF信号，其中n是等于或大于0的整数。这样，复合取样电路提供了间插正交化I和Q分量，其使用校准电路相互校准。在说明的实施例中，校准电路内插连续的I和Q分量以提供正交化I和Q分量。RSSI信号还以预定速率用被施加到AGC电路的RSSI样本取样，使RSSI信号样本处在预定义的范围内。示例性的组合器是用于提供数值表示的查找表，该数值表示对应于RSSI信号样本与它们对应正交化I和Q分量的乘积。

根据本发明的另一方案，用于将IF信号变换到复合基带信号的方法和装置公开了正交化该IF信号和确定其幅值。基于该正交化IF信号，本发明该方案的方法和装置产生了正交化I和Q分量，并将IF信号的幅值与正交化I和Q分量组合，以提供复合基带信号的I和Q分量。

从下面参考附图通过例子对本发明原理和实施例的说明，可以清楚本发明的其它特征可优点。

图1是根据本发明一个实施例之射频接收机的框图；

图2是根据本发明另一实施例之射频接收机的框图；

图3是根据本发明又一实施例之射频接收机的框图。

参考图1，其表示了根据本发明一个实施例之射频接收机10的框图。该射频接收机10经过天线12接收RF信号并将其加到RX/IF部分14。所接收的RF信号用来源于信息源的信息适当地调制。在示例性实施例中，RF信号用来源于由用户发射声音消息给射频接收机操作之射频发射机(未示出)的编码声频信息调制。提供接收机选择性的RF/IF部分14在线16上向下变换RF信号以提供具有预定义中频的IF信号。

在示例性实施例中，所接收RF信号是CDMA信号，其具有根据电信工业协会(TIA)临时标准95(IS-95标准)的1.2288MHz芯片速率。中频最好选择为芯片速率的六倍。如在背景技术中说明的原因，可以理解，产生根据传统方法的这种宽带IF信号的I和Q分量要求非常高的取样速率，以产生具有适当分辨率的相位信号。例如，对于相对基准信号提供30度相位分辨率的传统相位检测器，过零定时一定要做成具有72倍芯片速率的时钟，或者大约为100MHz。正如后面详细解释的，代替确定有限IF信号的相位，射频接收机10通过以大大低于8倍芯片速率或者约10MHz的速率采样正交化IF信号来产生正交化I和Q分量。然后本发明将正交化I和Q分量与IF信号幅值组合以产生复合基带信号的I和Q分量。

根据本发明，由RF/IF部分14提供的IF信号施加到限制放大器18。限制放大器18包括预定数目的级联放大器级19，每级具有预先定义的增益。选择放大器级19的增益使得较强IF信号饱和前面放大级，并且较弱IF信号饱和后续放大级19。结果，限制放大器18产生具有方波的正交化IF信号。根据图1所示实施例，正交化IF信号施加到模拟滤波器20以去掉其高频分量。结果，可以为带通或低通滤波器的模拟滤波器20将正交化IF信号的方波变换成包含所调制接收信号之相位信息的正弦信号。

在模拟滤波器20输出端的正弦正交化IF信号施加到复合取样电路22，其包括提供正交化I和Q分量之数值表示的量化器24。在Puckette等人提出的美国专利US4888557中说明了一种这样的复合取样电路，在此引用作为参考。使用时钟电路21，复合取样电路22以基本上等于4/(2n+1)倍中频之取样速率取样正交化IF信号，这里n是等于或大于零的整数。在优选实施例中，正交化IF信号的取样速率选择为4/3倍的中频，或者8倍的芯片速率。复合取样电路22以交错方式取样正交化IF信号，使得间插被量化的和正交化的I和Q分量。量化正交化I和Q样本可以包括相对于彼此求反的交替I和Q样本。例如，复合取样电路的输出可以是序列I，-Q(Q非)，-I(I非)和Q。本发明调节到在后续内插级期间被求反的I和Q样本。

量化器24的输出施加到校准电路26，用于相互校准间插的正交化I和Q分量。校准电路26可以是内插电路，其通过用公知内插技术完成校准I和Q分量。简单的内插技术结合两个连续的正交化I分量和两个连续的正交化Q分量，以在中心两值的中间计算I和Q值，以此彼此进行了间插I和Q分量的时间校准。这样，校准电路26的输出包括了相对于实时公用瞬时为基准的所接收信号的正交化I和Q分量。正如上述，时间校准电路也调节到求反的I和Q样本。因此，滤波器20，复合取样电路22和校准电路26构成了产生正交化IF信号之正交化I和Q分量的正交电路27。

在每个放大级19，限制放大器18包括若干在对应级输出上产生代表信号幅值之DC信号的例如为二极管28的幅值检测器。检测器的输出以公知方式彼此相加，以在线30上产生所接收信号强度指示器(RSSI)信号，它是所接收信号幅值的对数表示。RSSI信号施加到取样器/量化器电路32，其使用时钟21，还以8倍的芯片速率取样它，用以在每个取样瞬时提供所接收信号的数值表示。由于RSSI信号的动态范围可以很高，需要大量的位来表示量化的RSSI信号，其导致高功率消耗。为了降低功率消耗，在量化器32之前加入了滤波器31。滤波器31本质上完成关于连续样本的差分操作。由于RSSI不在短的时间间隔(位周期部分)上发生非常大地改变，滤波器31提供了具有低动态范围的RSSI信号，其能够用较少的位来量化。

在线41上的量化RSSI信号施加到AGC电路36以在线38上提供改进的RSSI信号。AGC电路能够重建RSSI值以补偿差分滤波器31。示例性AGC电路36完成从量化RSSI信号减去慢适配值以将其保持在期望范围内。基于在由于CDMA信号之和导致的IF带宽所接收的总功率，减值是适配的。

改进的RSSI信号和正交化的I和Q分量施加到将正交化的I和Q分量与它们对应的量化幅值样本相组合的组合器电路40，用以提供复合基带信号的I和Q分量。在示例性实施例中，组合器电路40包括查找表，其通过输出对应着正交化I和Q分量与它们对应RSSI幅值样本之乘积的数值表示，来将改进的RSSI信号与正交化I和Q分量组合。

数值表示的I和Q分量施加到DSP 42，用以通过使用合适的解调数据处理技术来提取编码的声频信息。该编码的声频信息施加到编解码器44，用于解码根据当发送声频信息时所用编码技术的编码声频信息。编解码器44在线46上提供代表所发送声频的声频信号。该声频信号施加到放大声频信号并将其送到扬声器50的声频放大器48，用于再现所发送声音消息的可听声音。

参考图2，其表示了本发明射频接收机10的另一实施例。类似于图1的实施例，在被变换到IF信号之后，所接收RF信号经过RF/IF部分14由限制放大器18正交化。由于在限制放大器18输出端的正交化IF信号具有方波形式，数字滤波器52使用一位量化技术。因此，正交化IF信号施加到一位模数量化器51，其提供代表正交化IF信号的序列二进制状态。但是，根据本发明该实施例，量化器51的输出施加到代替图1模拟滤波器20的数字滤波器52。数字滤波器52通过公知的数字滤波技术完成去掉正交化IF信号之高频分量的任务。数字滤波器52取样正交化IF信号，在产生正交化IF信号的正弦表示中取得期望的精度。在数字滤波之后，正交化信号施加到子取样电路53，其对取样速率的依赖选择正交化IF信号的子样本，用于提供正交化I和Q分量。此后，如结合图1说明的根据本发明来处理正交化I和Q分量。滤波器52可以替换地是混合模拟/数字滤波器，其中信号是部分地模拟滤波并且然后数字化成三进制(1，0，-1)样本或者到二位精度的样本。粗量化样本然后进行数字化滤波，由此完成混合滤波操作。

尽管包含在限制放大器18的对数放大器能够做成具有合适的动态范围，如果该放大器具有超过大约50dB的增益，最理想的是将其分成增益块，为了限制宽带噪声积累，在块之间具有带通滤波器。然后滤波器引入延迟，使得与来自前级的检测信号相比，来自后面检测器级的检测信号被延迟。Dent的美国专利US5070303公开了来自前级的检测信号的延迟，用以在组合之前将其与后级的检测信号进行时间校准，该文献在此引用作为参考。

参考图3，其表示了本发明又一实施例，使用反馈AGC限制动态范围，使得仅仅需要一个IF滤波器和RSSI放大器级，因此避免了补偿滤波器延迟的时间校准。设想当使用CDMA时该实施例主要用于连续接收。图3中，限制放大器包括对数放大器63，假设其具有比可以接收之信号电平的整个范围较低的动态范围。而且，在该实施例下，AGC放大器60和IF滤波器61被耦合在RF/IF部分14和对数放大器63之间。

AGC放大器60能够使出现在对数放大器63的信号电平被控制在最佳范围。AGC电路62检测来自对数放大器63的RSSI信号在平均上是否大于或小于最佳值，并且因此将控制信号加到AGC放大器60以将该信号电平向最佳值调节。与信号带宽相比，AGC在工作上相对慢些；该AGC反馈环路的稳定性因此不会由AGC环路中IF滤波器61的引入受到消弱。

因此，被定义成IF滤波器61的输出端和到复合取样电路22的输入端之间的对数放大器63之增益的带宽增益可以降低以防止在对数放大器63中宽带噪声的建立。

尽管反馈AGC缓慢，但对其作用的补偿是最理想的，因此在将真RSSI信号发送给进一步处理电路系统之前，AGC电路62最好首先对加在AGC放大器60的RSSI信号的增益降低量进行补偿。然后，为了给组合器40产生定标的数字化幅值信号，利用慢适配常数的前述组合，来对如此补偿的RSSI信号进行数字化定标。

组合器40通过步进取样来将定标的幅值信号与来自时间校准电路26的正交化I，Q值进行组合，为的是在通过DSP 42的数字信号处理之前将幅值信息重新插入I，Q值以解码CDMA信号，例如使用RAKE接收机。使用图3的方案，有可能省略使用对数放大器63并代之以使用线性放大器/检测器。当可以依赖反馈AGC以在放大器的输入端保持相对不变的总信号电平时这是可能的。如果线性放大器用于放大器63，其中其中信号的瞬时幅值变量没有去除且通过到组合器40，在解码之前可以不必要重新插入由反馈AGC电路去掉的幅值信息。然而，反馈AGC电路在信号电平上的效果仍然最好是与保留在I，Q信号上的幅值信号进行组合，目的是确定所接收的真信号强度。所接收的真信号对于知道何时比较所接收的交替信息源和确定适于接受服务的信息源(例如基站)是有用的。

从本发明前述实施例的说明可以理解本发明并不要求检测正交化IF信号的相位，因此去掉了高频时钟电路之需要。这样，本发明提供了用于产生来源于宽带所接收信号的复合基带信号的简单方法。结果，本发明的宽带射频接收机在不消耗基本电流的情况下能够以有效的成本处理RF所接受信号。

尽管本发明仅参考当前优选实施例进行了详细地说明，本领域技术人员可以理解在不脱离本发明的情况下，能够进行各种修改。因此，本发明仅通过下面用于包括所有同等物的权利要求来限定。

Claims (26)

1.一种用于接收所接受信号的射频接收机，包括：

提供基于所接收信号之正交化信号的限幅器；

耦合到正交化信号的正交电路，用于提供正交化信号的正交化I和Q分量；

提供代表所接收信号强度之RSSI信号的所接收信号强度电路；和

组合器，用于将RSSI信号与正交化I和Q分量组合。

2.根据权利要求1的射频接收机，其中正交电路包括用于去掉正交化信号之高频分量的滤波器。

3.根据权利要求2的射频接收机，其中滤波器是数字滤波器。

4.根据权利要求1的射频接收机，其中正交电路包括以预定速率取样正交化信号的复合取样电路。

5.根据权利要求4的射频接收机，其中复合取样电路以正交化信号频率的4/(2n+1)倍的取样速率取样正交化信号，其中n是等于或大于0的整数。

6.根据权利要求4的射频接收机，其中复合取样电路提供间插的正交化I和Q分量。

7.根据权利要求6的射频接收机，其中正交电路包括用于校准间插的正交化I和Q分量的校准电路。

8.根据权利要求7的射频接收机，其中校准电路内插间插的正交化I和Q分量，以提供正交化I和Q分量。

9.根据权利要求4的射频接收机，还包括取样器电路，其以预定取样速率取样RSSI信号。

10.根据权利要求9的射频接收机，还包括AGC电路，用于使RSSI信号样本在预先定义的范围内。

11.根据权利要求10的射频接收机，其中组合器是用于提供数值表示的查找表，该数值表示对应于RSSI信号样本与它们对应正交化I和Q分量的乘积。

12.一种用于将IF信号变换到复合基带信号的装置，包括：

正交化IF信号并确定施加的幅值正交量的正交化电路；

产生基于正交化IF信号之正交化I和Q分量的电路；

将正交化I和Q分量与施加的幅值正交量组合以用期望的幅值量确定定标I和Q分量的组合电路。

13.根据权利要求12的装置，其中正交化电路是限制放大器。

14.根据权利要求12的装置，其中正交化电路是反馈自动增益放大器。

15.根据权利要求12的装置，其中产生正交化I和Q分量的电路包括滤波器，用于去掉正交化工F信号的高频分量。

16.根据权利要求12的装置，其中产生正交化I和Q分量的电路包括复合取样电路，其以预定速率取样正交化IF信号。

17.根据权利要求16的装置，其中预定取样速率是IF信号频率的4/(2n+1)倍，其中n是等于或大于0的整数。

18.根据权利要求16的装置，其中复合取样电路产生间插的正交化I和Q分量。

19.根据权利要求18的装置，其中校准电路通过内插连续的I和Q分量相互校准间插的正交化I和Q分量。

20.一种用于将IF信号变换到复合基带信号的方法，包括：

正交化IF信号并确定其幅值；

产生基于正交化IF信号之正交化I和Q分量；

将IF信号的幅值与正交化I和Q分量组合。

21.根据权利要求20的方法，其中IF信号是通过限制放大器正交化的。

22.根据权利要求20的方法，其中正交化IF信号是被滤波的，用于去掉其高频分量。

23.根据权利要求20的方法，其中正交化I和Q分量是通过以预定取样速率复合取样IF信号产生的。

24.根据权利要求23的方法，其中预定取样速率是IF信号频率的4/(2n+1)倍，其中n是等于或大于0的整数。

25.根据权利要求23的方法，其中复合取样产生间插的正交化I和Q分量。

26.根据权利要求25的方法，其中间插的正交化I和Q分量是通过内插连续的I和Q分量相互校准的。

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