CN1262829A - 发送/接收装置和发送/接收方法 - Google Patents

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Abstract

对于多码传输,为了减少峰值功率,在发送端转换幅值,并且在接收端提供估算器,用于补偿由于转换引起的失真。在所使用的一种方法中,在发送端进行对每个码片的MOD计算,并且由MOD损失的幅值在接收端估算,由此,峰值功率减少到九分之一。在估算由MOD计算损失的幅值中,判断使用的所有码中MOD的分母的奇或偶数倍数哪一个更为可能。

Description

发送/接收装置和发送/接收方法
                         技术领域
本发明涉及发送/接收装置和发送/接收方法，特别涉及在CDMA(码分多址)通信中，用于执行多载波传输的发送/接收装置和发送/接收方法。
                         背景技术
图1是传统发送/接收装置的配置的方框图。该例示出3路码多路复用的情况。发送数据#0、#1、#2在扩展器1到3分别用不同的扩展码扩展。假定这些码是彼此正交的。扩展数据在加法器4相加。
此时，根据发送数据的模式(pattern)出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，限幅器6限制幅值。幅值比较器5将阈值和从加法器4的输出的绝对值相比较。当阈值较小时，限幅器6限制幅值。在此，阈值是在限幅中使用的预定幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。例如，在阈值是2的情况下，当从加法器4的输出是3时，限幅器6将输出改变为2，并且当从加法器4的输出是-3时，限幅器将输出改变到-2。在另外的情况下，如在±1内，输出不被改变。
调制器7对所得结果进行调制，此外放大器8将调制的信号放大，以从发送天线9发送。这样，使幅值较小，由此减少了放大器8的负载。
接收端执行正常的CDMA接收。换言之，在接收天线10接收的信号在放大器11放大，在解调器12被解调，然后在采样器13被采样。用与在发送端扩展中使用的码相同的码来在解扩器14到16对采样结果进行解扩，由此将采样结果分离为三个信号，以获得接收的数据#0、#1、#2。在出现延迟波的情况下，在其后执行RAKE(瑞克)接收，以进一步改善性能。
由于通过解扩来抑制失真分量，在发送端使用限幅器6对接收质量没有太大影响。在此方法的情况下，随着复用码数目的增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，限幅器6的影响进一步增加。
在上述传统的通信系统中，尽管由限幅器引起的失真通过解扩被抑制到某种程度，但不能够将阈值降低太多，因为接收端没有足够的补偿能力。另一方面，希望在发送端将幅值(峰值功率)抑制到尽可能小的值，以降低放大器的负载到尽可能小。
                        发明的公开
本发明的一个目的是提供一种发送/接收装置和发送/接收方法，能够在发送端降低峰值功率，以减小放大器的负载，并且能够给接收端提供足够的补偿能力。
为了实现上述目的，在本发明的发送/接收装置中，发送端转换幅值以抑制在进行多码传输中的峰值功率，并且接收端具有补偿由此引起的失真的估算器。
图1是传统发送/接收装置的配置方框图；
图2是按照本发明第一实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图3是按照本发明第二实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图4是按照本发明第三实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图5是按照本发明第四实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图6是MOD计算结果图；
图7是按照本发明第五实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图8是按照本发明第六实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图9是按照本发明第七实施例的发送/接收装置的配置方框图；
图10是按照本发明第八实施例的发送/接收装置的配置方框图。
                   实现本发明的最佳方式
下面参照附图解释本发明的优选实施例。
(第一实施例)
图2是按照本发明第一实施例的发送/接收装置的配置方框图；在图2中，发送/接收装置100设有发送部分100和接收部分200。发送部分100设有：扩展器101到103，每一个对发送数据进行扩展；加法器104，将扩展数据相加；幅值比较器105，将阈值与数据的幅值相比较；幅值转换器106，基于在幅值比较器105处的结果来转换幅值；调制器107，调制所述数据；放大器108，放大所述信号；天线109，发送所述信号。
接收部分200设有：天线110，接收数据；放大器111，放大所述数据；解调器112，对所述数据解调；采样器113，对所述数据进行采样；模式匹配部分114到121，对经受幅值转换的码片进行模式匹配(pattern matching)；最大似然率选择器122，从经受模式匹配的模式中选择具有最大似然率的模式。
该例示出了3路码多路复用的情况。发送数据#0、#1、#2在扩展器101到103分别用不同的扩展码扩展。假定这些码是彼此正交的。扩展数据提供到加法器104相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，幅值转换器106转换幅值。
幅值比较器105将从加法器104的输出的绝对值与一预定阈值相比较。当加法器104的输出的绝对值超过阈值时，幅值转换器106执行幅值转换。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。该幅值转换方法没有特别限制，但是需要对加法器104的输出逐一执行幅值转换。或者，可以执行幅值转换而不比较幅值。
调制器107对所得结果进行调制，以输出到放大器108。放大器108将该信号放大，以从发送天线109发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器108的负载。
在接收天线110处接收的信号在放大器111放大，在解调器112被解调，然后在采样器113被采样。采样结果在模式匹配部分114到121经受模式匹配。在此例中，由于使用每个码具有每1个符号1位的3路码来进行发送，所有可用模式的数目是8。因此，配备8个模式匹配部分。
模式匹配部分114到121的每一个在1个符号上进行接收信号与被认为是可能的从幅值转换器106的输出的所有模式的匹配，以计算似然率。通过积分接收信号和被认为可能的模式之间的欧几里德(Euclid)距离，即其间差的平方积分来计算似然率。结果提供给似然率选择器122。似然率选择器122将提供的模式相互比较，以选择具有最大似然率的模式。于是，获得接收的数据#0、#1、#2。
在出现延迟波的情况下，通过将关于延迟波的信息提供给模式匹配部分114到121，能够执行包括延迟波的模式匹配。此外，通过将模式匹配部分114到121考虑作为解扩滤波器，能够执行模式匹配部分114到121的输出执行RAKE组合。
按照上述配置，能够对于具有大的峰值功率的码片大大限制幅值，由此能将放大器的负载降低到尽可能小。在此情况下，由于接收端对具有限制幅值的码片进行功率补偿，能够避免接收的质量受影响。具体地说，由于从经受幅值转换的码片的所有码模式中选择具有最大似然率的模式，能够确保补偿经受转换的幅值的码片。
在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于在知道发送数据模式时能够估算由在发送端抑制峰值功率引起的失真，所以，与通过解扩简单地抑制失真的情况相比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
(第二实施例)
图3是按照第二实施例的发送/接收装置的配置的方框图。在图3中，与图2中相同的部分具有与图2中相同的符号，其解释省略。在示于图3的发送/接收装置中，限幅器201在发送部分100中用作幅值转换器。该例示出3路码复用的情况。
发送数据#0、#1、#2在扩展器101到103分别用不同的扩展码进行扩展。假定这些码是彼此正交的。各扩展数据提供给加法器104进行相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，限幅器201转换器106转换幅值。
幅值比较器105将从加法器104的输出的绝对值和预定阈值相比较。当阈值小于该值时，限幅器201执行幅值转换。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。
调制器107对结果进行调制，以输出到放大器108。放大器108将所述信号放大，以从发送天线109发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器108的负载。
在接收天线110处接收的信号在放大器111放大，在解调器112被解调，然后在采样器113被采样。采样结果在模式匹配部分114到121经受模式匹配。在此例中，由于使用每个码具有每1个符号1位的3路码进行发送，所有可用模式的数目是8。因此，配备8个模式匹配部分。
模式匹配部分114到121每一个在1个符号上进行接收信号与被认为是可能的从幅值转换器106的输出的所有模式的匹配，以计算似然率。结果提供给似然率选择器122以被比较。由此选择具有最大似然率的模式。由此，获得接收的数据#0、#1、#2。
在出现延迟波的情况下，通过将关于延迟波的信息提供给模式匹配部分114到121，能够进行包括延迟波的模式匹配。此外，通过将模式匹配部分114到121考虑作为解扩滤波器，能够对从模式匹配部分114到121的输出进行RAKE组合。
在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于能够估算通过在发送端抑制峰值功率引起的失真，与通过解扩简单地抑制失真的情况相比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
在此实施例中，限幅器201用作幅值转换器。限幅器的使用是幅值限制的最简单的方法，并且几乎不给发送端产生过量的负载。此外，由于从限幅器201的输出完全逐一地对应于发送数据模式，模式匹配部分114到121完全识别这样的输出是可能的。
(第三实施例)
图4是按照第三实施例的发送/接收装置的配置的方框图。在图4中，与图2中相同的部分具有与图2中相同的符号，其解释省略。在示于图4的发送/接收装置中，LOG(对数)转换器302在发送部分100用作幅值转换器。该例示出3路码复用的情况。
发送数据#0、#1、#2在扩展器101到103分别用不同的扩展码扩展。假定这些码是彼此正交的。各扩展数据提供给加法器104进行相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，LOG转换器301对幅值进行对数转换。
幅值比较器105将从加法器104的输出的绝对值和预定阈值比较。当阈值小于该值时，LOG转换器301对幅值进行对数转换。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。于是大的幅值通过LOG转换器变成压缩的幅值。
调制器107对所得结果进行调制，以输出到放大器108。放大器108将所述信号放大，以从发送天线109发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器108的负载。
在接收天线110接收的信号在放大器111放大，在解调器112被解调，然后在采样器113被采样。采样结果在模式匹配部分114到121经受模式匹配。在此例中，由于使用每码具有每1个符号1位的3路码来进行发送，所有可用模式的数目是8。因此，配备8个模式匹配部分。
模式匹配部分114到121每一个在1个符号上进行接收信号与被认为是可能的从幅值转换器106的输出的所有模式的匹配，以计算似然率。结果提供给似然率选择器122以被比较。由此选择具有最大似然率的模式。于是，获得接收的数据#0、#1、#2。
在出现延迟波的情况下，通过将关于延迟波的信息提供给模式匹配部分114到121，能够进行包括延迟波的模式匹配。此外，通过将模式匹配部分114到121考虑作为解扩滤波器，能够执行从模式匹配部分114到121的输出的RAKE组合。
在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于能够估算通过在发送端抑制峰值功率引起的失真，与通过解扩简单地抑制失真的情况相比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
在此实施例中，LOG转换器301用作幅值转换器。通过例如在存储器中配备例如一个表，LOG转换器301容易实现，它几乎不给发送端产生过量的负载。此外，由于从LOG转换器301的输出完全逐一对应于发送数据模式，模式匹配部分114到121能够完全识别这样的输出。
与第二实施例比较，第三实施例在大幅值的情况下，由于有保留的信息而改善了性能，但是增加了峰值功率。在相同峰值功率的情况下，根据具体情况，其优劣各不相同，考虑这些条件，可以使用该两个实施例中的任何一个。
(第四实施例)
图5是按照第四实施例的发送/接收装置的配置的方框图。在图5中，与图2中相同的部分具有与图2中相同的符号，其解释省略。在示于图5的发送/接收装置中，MOD计算器401在发送部分100用作幅值转换器。该例示出3路码复用的情况。
发送数据#0、#1、#2在扩展器101到103分别用不同的扩展码扩展。假定这些码是彼此正交的。扩展数据提供给加法器104相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，MOD计算器401转换幅值。
幅值比较器105将从加法器104的输出的绝对值和预定阈值比较。当阈值小于该值时，MOD计算器401执行幅值转换。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。
在MOD计算中，假定分母(denominator)是X。当分母大于X时，用-2X替换分母。当分母小于X时，+2X替换分母。图6示出了MOD计算。在上述处理之后，当分母仍然大于X时，-2X再次替换到分母中，并且当分母小于X时，+2X再替换到分母中。在图5中的阈值对应于X值。按照上述处理，任何是有限值的值被转换成±X之间的值。
调制器107对结果进行调制，以输出到放大器108。放大器108将所述信号放大，以从发送天线109发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器108的负载。
在接收天线110接收的信号在放大器111放大，在解调器112被解调，然后在采样器113被采样。采样结果在模式匹配部分114到121经受模式匹配。在此例中，由于使用每码具有每1个符号1位的3路码进行发送，所有可用模式的数目是8。因此，配备8个模式匹配部分。
模式匹配部分114到121每一个在1个符号上进行接收信号与被认为是可能的从幅值转换器106的输出的所有模式的匹配，以计算似然率。所得结果提供给似然率选择器122以被比较。由此选择具有最大似然率的模式。于是，获得接收的数据#0、#1、#2。
在出现延迟波的情况下，通过将关于延迟波的信息提供给模式匹配部分114到121，能够执行包括延迟波的模式匹配。此外，通过将模式匹配部分114到121考虑作为解扩滤波器，能够执行从模式匹配部分114到121的输出的RAKE组合。
在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于能够估算由在发送端抑制峰值功率引起的失真，与通过解扩简单地抑制失真的情况比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
在此实施例中，MOD计算器401用作幅值转换器。通过给MOD计算器401提供一比较器，容易实现MOD计算器401，它在发送端几乎不产生过量的负载，。此外，由于从MOD计算器401的输出完全逐一对应于发送数据模式，模式匹配部分114到121能够完全识别这样的输出。
在第四实施例中的发送/接收装置能够获得具有超过阈值的值的信号的信息，具体地说，能获得关于其高于预定值多少的信息。这种信息被认为给第四实施例中的装置提供比第二实施例中装置更高的性能。
(第五实施例)
图7是按照第五实施例的发送/接收装置的配置的方框图。在图7中，与图5中相同的部分具有与图5中相同的符号，其解释省略。在示于图7的发送/接收装置的接收部分200设有：天线110，接收信号；放大器111，放大所述信号；解调器112，对所述信号解调；采样器113，对所述数据采样；解扩器601到603，每个对采样数据解扩；MOD倍数(magnification)估算器604到606，每个估算执行多少次MOD计算；偶/奇数确定器607，根据在MOD倍数估算器604到606中的结果，确定MOD计算次数的数目是偶数还是奇数。该例示出了3路码复用的情况。
发送数据#0、#1、#2在扩展器101到103分别用不同的扩展码扩展。假定这些码是彼此正交的。扩展数据提供到加法器104相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，MOD计算器401转换幅值。
幅值比较器105将从加法器104的输出的绝对值与预定阈值相比较。当阈值小于该值时，MOD计算器401执行幅值转换。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。
在MOD计算中，假定分母是X。当分母大于X时，用-2X替换分母。当分母小于X时，+2X替换分母。图6示出了MOD计算。在上述处理之后，当分母仍然大于X时，-2X再次替换到分母中，并且当分母小于X时，+2X再替换到分母中。在图7中的阈值对应于X值。按照上述处理，任何是有限值的值被转换成±X之间的值。
调制器107对结果进行调制，以输出到放大器108。放大器108将所述信号放大，以从发送天线109发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器108的负载。
在接收天线110接收的信号在放大器111放大，在解调器112被解调，然后在采样器113被采样。采样结果通过在解扩器601到603的解扩被分成三个信号，然后分别提供给MOD倍数估算器604到606，以经受对由MOD丢失的信息的估算。
例如，当假定使用的码数目是12，并且阈值是4时，实际幅值是10的码片的幅值是2(10-4×2＝2)。还假定Y的值是阈值的2倍(2X)。当在一值超过阈值时MOD计算器401所执行的幅值转换被执行一次时，从解扩器601到603的输出每个具有一绝对值为Y的误差。通常，当通过MOD计算的幅值转换次数的数目是N时，相对于从解扩器601到603的输出，产生误差±NY。此外，当N是偶数时，该误差的值是Y的偶数倍，并且当N是奇数时，该误差的值是Y的奇数倍。使用上述特性，MOD倍数估算器604到606为每个码获得具有最大似然率的Y的整数倍的值。对于具有误差N确定结果的码，将±1进一步添加到获得的倍数，并且比较两个倍数，以获得更大的似然率，并且确定具有第二似然率的倍数。
偶/奇数确定器607根据从MOD倍数估算器604到606的输出，估算所有码的N的值的每一个是偶数还是奇数。在估算结果是偶数的情况下，对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器604到606使用该确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器604到606使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2。相反，在估算结果是奇数的情况下，对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器604到606使用确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器604到606使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2。
在出现延迟波的情况下，执行从解扩器601到603的输出的RAKE组合是可能的。在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于在发送端由峰值功率的抑制引起的失真，在从解扩器601到603输出中是Y值的整数倍，所以能够在一定程度以高精度估算这种失真。此外，由于能够使用多个码的估算结果，随着码数目的增加，当知道发送数据的模式时，能够估算所述码。因此，与通过解扩简单地抑制失真的情况相比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
在此实施例中，MOD计算器401用作幅值转换器。通过给MOD计算器401提供比较器，容易实现MOD计算器401，它在发送端几乎不产生过量的负载。此外，由于从MOD计算器401的输出完全逐一对应于发送数据模式，能够完全再现。
此外，在此实施例中，由于能够为每码获得执行MOD计算的数目，能够获得一个值超过阈值多大程度，并且基于该程度，得知应进行多大程度的补偿。由此能够在接收端保证补偿在发送端执行的幅值转换。此外，在此情况下，由于获得了补偿的程度，能够执行具有少量计算的接收处理。从而，能够减少接收端处理的负载。于是，按照第五实施例的发送/接收装置比按照第一到第四实施例的发送/接收装置具有更小规模的接收端。
(第六实施例)
图8是按照第六实施例的发送/接收装置的配置的方框图。在图8中，与图7中相同的部分具有与图7中相同的符号，其解释省略。在示于图8的发送/接收装置的接收部分200中，偶/奇数确定器607包括：偶数似然率加法器701，奇数似然率加法器702，和偶/奇数修改器703。该例示出了3路码复用的情况。
发送数据#0、#1、#2在扩展器101到103分别用不同的扩展码扩展。假定这些码是彼此正交的。扩展数据提供到加法器104相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，MOD计算器401限制幅值。
幅值比较器105将从加法器104的输出的绝对值与预定阈值相比较。当阈值小于该值时，MOD计算器401执行幅值限制。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。
在MOD计算中，假定分母是X。当分母大于X时，用-2X替换分母。当分母小于X时，+2X替换分母。图6示出了MOD计算。在上述处理之后，当分母仍然大于X时，-2X再次替换分母，并且当分母小于X时，+2X再替换分母。在图8中的阈值对应于X值。按照上述处理，任何是有限值的值被转换成±X之间的值。
调制器107对所得结果进行调制，以输出到放大器108。放大器108将所述信号放大，以从发送天线109发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器108的负载。
在接收天线110处接收的信号在放大器111放大，在解调器112被解调，然后在采样器113被采样。采样结果通过在解扩器601到603的解扩被分成三个信号，然后分别提供给MOD倍数估算器604到606，以接受对通过MOD丢失的信息的估算。
例如，当假定使用的码数目是12，并且阈值是4时，实际幅值是10的码片的幅值是2(10-4×2＝2)。还假定Y的值是阈值的2倍(2X)。当一值超过阈值、MOD计算器401执行的幅值转换被执行一次时，从解扩器601到603的输出每个具有一绝对值为Y的误差。通常，当通过MOD计算幅值转换次数的数目是N时，相对于从解扩器601到603的输出，产生误差±NY。此外，当N是偶数时，该误差的值是Y的偶数倍，并且当N是奇数时，该误差的值是Y的奇数倍。使用上述特性，MOD倍数估算器604到606为每个码获得具有最大似然率的Y的整数倍的值。对于具有误差N确定结果的码，将±1进一步加到获得的倍数，并且比较两个倍数，以获得更大的似然率，并且确定具有第二似然率的倍数。
在偶/奇数确定中，在根据从MOD倍数估算器604到606的输出估算所有码的N的值的每个是偶数还是奇数中，似然率被用于每个估算。例如被用作似然率的是一个值，该值与所需的幅值和加上了估算校正值的解扩器604到606的每个的输出之间的差值成反比。
在MOD倍数估算器604到606中的估算结果是偶数的情况下，偶数似然率加法器701将似然率相加，并且在估算结果是奇数的情况下，奇数似然率估算器702将似然率相加。偶/奇数修改器702估算较大的相加结果为正确的。在估算结果是偶数的情况下，对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器604到606使用该确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器604到606使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2。相反，在估算结果是奇数的情况下，对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器604到606使用确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器604到606使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2。如上所述，通过在偶/奇确定中使用似然率，能够执行具有较高精度的偶/奇确定。
在出现延迟波的情况下，执行从解扩器601到603输出的RAKE组合是可能的。在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于在发送端由峰值功率的抑制引起的失真在从解扩器601到603的输出中是Y值的整数倍，所以能够在一定程度以高精度估算这种失真。此外，由于能够使用多个码的估算结果，随着码数目的增加，知道发送数据的模式时，能够估算所述码。因此，与通过解扩简单地抑制失真的情况相比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
在此实施例中，MOD计算器401用作幅值转换器。通过给MOD计算器401提供比较器，容易实现MOD计算器401，它在发送端几乎不产生过量的负载。此外，由于从MOD计算器401的输出完全逐一对应于发送数据模式，能够完全再现。此外，按照第六实施例的发送/接收装置比按照第一到第四实施例的发送/接收装置以及按照第五实施例的发送/接收装置具有更小规模的接收端。
(第七实施例)
图9是按照第七实施例的发送/接收装置的配置的方框图。配置示于图9的发送/接收装置，以便分别处理I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)。该发送/接收装置设有发送部分100和接收部分200。发送部分100设有：分离器801到803，用于将发送数据划分成I分量和Q分量；I分量扩展器804到806和Q分量扩展器807到809，每个用于扩展发送数据；I分量加法器810和Q分量加法器811，每个用于将扩展数据相加；I分量幅值比较器812和Q分量幅值比较器814，每个用于将阈值和数据的幅值相比较；I分量MOD计算器813和Q分量MOD计算器815，每个基于在幅值比较器812和814处的结果来转换幅值；QPSK(四相移相键控)调制器816，调制所述数据；放大器817，放大所述信号；天线818，发送所述信号。
接收部分200设有：天线819，接收信号；放大器820，放大信号；准相干检测器821，对信号进行准相干检测；I分量采样器822和Q分量采样器823，每个用于对数据采样；I分量解扩器824到826和Q分量解扩器827到829，每个用一码对数据进行解扩处理；I分量MOD倍数估算器830到832和Q分量MOD倍数估算器833到835，每个用于估算被执行的MOD计算的次数的数目；和I分量偶/奇数确定器836和Q分量偶/奇数确定器837，每个根据MOD倍数估算的结果，确定MOD倍数的数目是偶数还是奇数，以执行幅值补偿。该例示出3路码复用的情况，并且QPSK调制被用作调制方法。
发送数据#0、#1、#2每个分别在分离器801到803被分配到I分量端和Q分量端。被分配的数据在扩展器804到806和807到809用不同的扩展码分别扩展。假定这些码是彼此正交的。从扩展器804到806的输出在I分量加法器811中相加，并且从扩展器807到809中的输出在Q分量加法器811中相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，I分量MOD计算器813和Q分量MOD计算器815每个转换幅值。
幅值比较器812和814将从每个加法器810和811的输出的绝对值与预定阈值分别比较。当阈值小于这些值时，MOD计算器813和815执行幅值限制。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。
在MOD计算中，假定分母是X。当分母大于X时，用-2X替换分母。当分母小于X时，+2X替换分母。图6示出了MOD计算。在上述处理之后，当分母仍然大于X时，-2X再次替换到分母中，并且当分母小于X时，+2X再替换分母。在图9中的阈值对应于X值。按照上述处理，任何是有限值的值被转换成±X之间的值。
QPSK调制器816对所得结果进行调制，以输出到放大器817。放大器817将所述信号放大，以从发送天线818发送。于是，限制了幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器817的负载。
在接收天线819接收的信号在放大器820放大，在准相干检测器821进行准相干检测，然后I信号在I分量采样器822被采样，Q信号在Q分量采样器823被采样。采样结果通过使用与在发送端扩展中使用的码相同的码在解扩器824到826和827到829被解扩，被分成六个信号，然后分别提供给MOD倍数估算器830到832和833到836，以经受对由MOD丢失的信息的估算。
例如，当假定使用的码数目是12，并且阈值是4时，实际幅值是10的码片的幅值是2(10-4×2＝2)。还假定Y的值是阈值的2倍(2X)。当一值超过阈值时MOD计算器813或815执行的幅值转换被执行一次时，从解扩器824到829的输出每个具有一绝对值为Y的误差。通常，当通过MOD计算的幅值转换次数的数目是N时，对于从解扩器824到829的输出，产生误差±NY。此外，当N是偶数时，该误差的值是Y的偶数倍，并且当N是奇数时，该误差的值是Y的奇数倍。使用上述特性，MOD倍数估算器830到850为每个码获得具有最大似然率的Y的整数倍的值。对于具有误差N确定结果的码，将±1进一步添加到获得的倍数，并且比较两个倍数，以获得更大的似然率，并且确定具有第二似然率的倍数。
偶/奇数确定器836和837根据从MOD倍数估算器830到832和833到835的输出，估算所有码的N的值的每个是偶数还是奇数。在估算结果是偶数的情况下，对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器830到834使用该确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器830到835使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2的I分量和Q分量。相反，在估算结果是奇数的情况下，对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器830到835使用确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器604到606使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2的I分量和Q分量。
在出现延迟波的情况下，执行从解扩器824到829的输出的RAKE组合是可能的。对于Q信号和I信号，通过根据对每个信号的独立估算，独立地执行相同处理，以对接收信号进行补偿，从而能够获得接收数据。
在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于从解扩器824到829的输出具有为Y值的整数倍的误差，能够在一定程度以高精度估算通过在发送端由峰值功率的抑制引起的失真。此外，由于能够使用多个码的估算结果，随着码数目的增加，当知道发送数据的模式时，能够估算所述码。因此，与通过解扩简单地抑制失真的情况比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
在此实施例中，通过给I分量和Q分量MOD计算器813和815提供一比较器，容易实现I分量和Q分量MOD计算器813和815，它在发送端几乎不产生过量的负载。此外，由于从I分量和Q分量MOD计算器813和815的输出完全逐一对应于发送数据模式，能够完全再现。此外，按照第五实施例的发送/接收装置具有比按照第一到第四实施例的发送/接收装置更小规模的接收端。此外，与按照第一到第六实施例的发送/接收装置相比较，因为对I和Q分量独立地执行估算，本实施例能够进一步减少在接收端的计算量，因此，估算所需要的复杂性小。
(第八实施例)
图10是按照第八实施例的发送/接收装置的配置的方框图。在图10中，与图9中相同的部分具有与图9中相同的符号，其解释省略。在示于图9的发送/接收装置中，接收部分100设有：MOD分母确定器901，确定在MOD计算中使用的分母，用于要输入到MOD幅值比较器812和814的阈值。该例示出3路码复用的情况，QPSK调制用作调制方法。
发送数据#0、#1、#2每个分别在分离器801到803被分配给I分量端和Q分量端。被分配的数据在扩展器804到806和807到809用不同的扩展码分别扩展。假定这些码是彼此正交的。从扩展器804到806的输出在I分量加法器811中相加，并且从扩展器807到809中的输出在Q分量加法器811中相加。此时，根据发送数据的模式出现大的峰值。例如，在3路码复用的情况下，出现最大值±3的信号。为了抑制这种信号，I分量MOD计算器813和Q分量MOD计算器815每个转换幅值。
幅值比较器812和814将从每个加法器810和811的输出的绝对值与预定阈值分别比较。当阈值小于这些值时，MOD计算器813和815执行幅值限制。此外，将阈值设为限幅中使用的幅值。此外，阈值被确定为在不使接收质量严重变差的范围内尽可能小的值。
在MOD计算中，假定分母是X。当分母大于X时，用-2X替换分母。当分母小于X时，+2X替换分母。图6示出了MOD计算。在上述处理之后，当分母仍然大于X时，-2X再次替换分母，并且当分母小于X时，+2X再替换分母。在图10中的阈值对应于X值。按照上述处理，任何是有限值的值被转换成±X之间的值。由于阈值依赖于使用码的数目而具有不同的最佳值，MOD分母确定器901根据关于码数目的信息确定最佳阈值。
QPSK调制器816对所得结果进行调制，以输出到放大器817。放大器817将所述信号放大，以从发送天线818发送。于是，限制幅值(峰值功率)，由此能够减小放大器817的负载。
在接收天线819处接收的信号在放大器820放大，在准相干检测器821进行准相干检测，然后I信号在I分量采样器822被采样，Q信号在Q分量采样器823被采样。采样结果通过使用与在发送端扩展中使用的码相同的码在解扩器824到826和827到829被解扩，被分成六个信号，然后分别提供给MOD倍数估算器830到832和833到836，以经受对由MOD丢失的信息的估算。
例如，当假定使用的码数目是12，并且阈值是4时，实际幅值是10的码片的幅值是2(10-4×2＝2)。还假定Y的值是阈值的2倍(2X)。当一值超过阈值、MOD计算器813或815执行的幅值转换被执行一次时，从解扩器824到829的输出每个具有一绝对值为Y的误差。通常，当通过MOD计算幅值转换次数的数目是N时，对于从解扩器824到829的输出，产生误差±NY。此外，当N是偶数时，该误差的值是Y的偶数倍，并且当N是奇数时，该误差的值是Y的奇数倍。使用上述特性，MOD倍数估算器830到850为每个码获得具有最大似然率的Y的整数倍的值。对于具有误差N确定结果的码，将±1进一步加到获得的倍数，并且比较两个倍数，以获得更大的似然率，并且确定具有第二似然率的倍数。
偶/奇数确定器836和837根据从MOD倍数估算器830到832和833到835的输出，估算所有码的N的值的每个是偶数还是奇数。在估算结果是偶数的情况下，对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器830到834使用该确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器830到835使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2的I分量和Q分量。相反，在估算结果是奇数的情况下，对于确定为具有奇数的码，MOD倍数估算器830到835使用确定结果来执行接收信号的补偿，并且对于确定为具有偶数的码，MOD倍数估算器604到606使用具有第二似然率的确定结果来执行接收信号的补偿。于是，获得接收数据#0、#1和#2的I分量和Q分量。
在出现延迟波的情况下，执行从解扩器824到829输出的RAKE组合是可能的。对于Q信号和I信号，通过根据对每个信号的独立估算，独立地执行相同处理，以使接收信号经受补偿，能够获得接收数据。
在此方法中，随着复用码的数目增加，由于峰值功率和平均功率的比率增加，其影响进一步增加。由于从解扩器824到829的输出具有为Y值的整数倍的误差，能够在一定程度以高精度估算通过在发送端由峰值功率的抑制引起的失真。此外，由于能够使用多个码的估算结果，随着码数目的增加，当知道发送数据的模式时，能够估算所述码。因此，与通过解扩简单地抑制失真的情况相比较，较大失真是可接受的。因此，阈值能够降到低于传统情况中的阈值，由此产生另外的优点，如小型化，低功耗和降低成本。
此外，当MOD分母确定器901确定阈值时，通过在码数目是偶数的情况下选择奇数，并且在码数是奇数的情况下选择偶数，确保避免了多个传输数据具有相同接收模式的不确定性。换言之，由于对应于多路复用的码的数目来确定在MOD计算中的MOD分母，能够确定偶数或奇数，并且由此不会产生不同数据模式之间的不确定性。
在此实施例中，通过给I分量和Q分量MOD计算器813和815提供一比较器，容易实现I分量和Q分量MOD计算器813和815，它在发送端几乎不产生过量的负载。此外，由于从I分量和Q分量MOD计算器813和815的输出完全逐一对应于发送数据模式，能够完全再现。此外，按照第五实施例的发送/接收装置具有比按照第一到第四实施例的发送/接收装置更小规模的接收端。此外，与按照第一到第六实施例的发送/接收装置相比较，因为对I和Q分量独立地执行估算，本实施例能够进一步减少在接收端的计算量，因此，估算需要的复杂性是小的。此外，由于MOD分母确定器901基于关于码的数目的信息来确定最佳阈值，能够总是用所需的最小峰值功率执行传输，并进一步与第七实施例相比较改善了性能。
本发明的传输和接收装置可用于基站和诸如无线通信系统中的移动台的通信终端设备。因此，能够使无线通信系统中放大器的负载减少。
如上所述，在本发明的发送/接收装置和发送/接收方法中，由于发送端执行幅值转换，以减少峰值功率，并且接收端补偿变换，能够大大减少峰值功率，而不降低通信质量，于是，使得该装置能实现如小型化、低功耗和降低成本。
该申请基于在1998年3月31日提交的日本专利申请平10-105745号，其全部内容在此被引用作为参考。
工业应用性
本发明可用于基站和诸如无线通信系统中的移动台的通信终端设备。

Claims (19)

1、一种发送/接收装置，包括：
发送部分，设有转换装置，用于对在具有多码的发送信号中需要超过预定阈值的发送功率的码片执行幅值转换；和
接收部分，设有补偿装置，用于补偿对所述码片执行的幅值转换。
2、如权利要求1所述的发送/接收装置，其中，所述转换装置通过用所述阈值限制幅值来执行所述幅值转换。
3、如权利要求1所述的发送/接收装置，其中，所述转换装置通过用LOG(对数)计算压缩幅值来执行幅值转换。
4、如权利要求1所述的发送/接收装置，其中，所述转换装置通过用MOD计算减小幅值来执行所述幅值转换。
5、如权利要求1所述的发送/接收装置，其中，所述补偿装置包括选择装置，用于为经受幅值转换的码片从所有码模式中选择具有最大似然率的模式。
6、如权利要求4所述的发送/接收装置，其中，所述补偿装置包括：估算装置，用于估算为每码执行多少次MOD计算；确定装置，用于确定执行MOD计算的次数数目是偶数还是奇数。
7、如权利要求6所述的发送/接收装置，其中，所述确定装置从被估算为次数是偶数的各码的似然率之和与被估算的次数是奇数的各码的似然率之和中选择一较大值。
8、如权利要求6所述的发送/接收装置，其中，所述补偿装置对于具有不同于所确定的奇或偶数的确定结果的码，使用具有第二似然率的候选的次数数目来执行所述补偿。
9、如权利要求4所述的发送/接收装置，还包括：MOD分母确定装置，用于确定对应于码的数目的MOD分母。
10、如权利要求1所述的发送/接收装置，其中，所述发送部分和所述接收部分每个对同相分量和正交分量执行独立的处理。
11、一种包括发送/接收装置的通信终端装置，包括：
发送部分，设有转换装置，用于对在具有多码的发送信号中需要超过预定阈值的发送功率的码片执行幅值转换；和
接收部分，设有补偿装置，用于补偿对所述码片执行的幅值转换。
12、一种包括发送/接收装置的基站装置，包括：
发送部分，设有转换装置，用于对在具有多码的发送信号中需要超过预定阈值的发送功率的码片执行幅值转换；和
接收部分，设有补偿装置，用于补偿对所述码片执行的幅值转换。
13、一种发送/接收方法，包括：
发送步骤，对在具有多码的发送信号中需要超过预定阈值的发送功率的码片执行幅值转换；和
接收步骤，补偿对所述码片执行的幅值转换。
14、如权利要求13所述的发送/接收装置，其中，在所述发送步骤，通过用MOD计算减小幅值来执行所述幅值转换。
15、如权利要求13所述的发送/接收装置，其中，在所述发送步骤，为经受幅值转换的码片从所有码模式中选择具有最大似然率的模式。
16、如权利要求14所述的发送/接收装置，其中，所述接收步骤包括：估算步骤，估算为每码执行多少次MOD计算；确定步骤，确定执行所述MOD计算的次数数目是偶数还是奇数。
17、如权利要求16所述的发送/接收装置，其中，在所述确定步骤，从被估算为次数是偶数的各码的似然率之和与被估算为次数是奇数的各码的似然率之和中选择一较大值。
18、如权利要求16所述的发送/接收装置，其中，在所述接收步骤，对于具有不同于所确定的奇或偶数的确定结果的码，使用具有第二似然率的候选的次数数目来执行所述补偿。
19、如权利要求14所述的发送/接收装置，其中，在所述发送步骤，对应于码的数目确定MOD分母。
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JP3243109B2 (ja) * 1994-02-08 2002-01-07 日本電信電話株式会社 スペクトラム拡散無線通信方式
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