CN1261223A - 以阵列天线和多用户消除器的组合为特性的cdma多用户接收机 - Google Patents

Abstract

为了在保持相当良好干扰消除的同时有效减小CDMA多用户接收机的尺寸,一个阵列天线和一个多用户接收机向结合。所述多用户接收机包括被提供有在所述阵列天线处接受的输入信号处理的信号处理装置。所述信号处理装置就所述天线元件中的每一个和同步访问用户中的每一个对干扰信号进行估算。

Description

以阵列天线和多用户消除器的组合 为特性的CDMA多用户接收机

本发明涉及一种CDMA(码分多址)多用户接收机，该接收机直接将阵列天线和消除干扰操作的控制结合在一起。根据本发明的CDMA多用户接收机具有很小的尺寸和良好的消除干扰特性。借助举例，本发明可以被应用于在蜂窝式移动通信系统基站中插入的接收机中。

希望所述CDMA能够明显地增加用户容量并由此发现在蜂窝式移动通信系统中的扩展应用。但是，利用CDMA的所述移动通信(扩频)技术在接收测受到由于多个传输路径和与其它用户信号专用通信而引起的干扰问题的损害。

在现有技术中已经知道，阵列天线能够经过直接控制抑制和消除干扰。另一方面，所述多用户接收机是一个能够通过使用所有用户的扩展码和信道特性来执行相互干扰消除，从而对所有用户信号解调的接收机。在现有技术中所述多用户接收机本身是公知的。这种接收机的一个例子是1990年4月在IEEE通信学报第38卷第4期第509-519(现有文献1)中公开的由M.K Varanasi和B.Aazhang等人发表的论文“异步码分多址通信”中披露的接收机。传统的多用户接收机在1995年6月日本电子信息学会技术报告-50中由M.Sawahashi等人发表的论文“通过引导与DS-CDMA相关的信号使用递归信道估算的系列消除器”(现有文献2)中进行了披露。

根据在前述现有文献1披露的装置，在该装置的最初级，所有用户的信号都被解调，然后，产生每个用户的干扰复制品。随后，通过从所接收的信号中减少除了所希望用户之外每个用户的干扰复制品来执行所述干扰消除。在下一级，经过所述干扰消除获得的信号被根据所希望的用户再次解调，因此，在第二级处解调所获得的信号质量高于在第一级处所获得的信号质量。由此，在现有文献1中描述的传统技术需要通过使用多级结构重复一系列信号处理改善所述干扰消除。

对于解调每个用户的信号和产生干扰复制品需要信道估算。前述现有文献2披露在每级处递归估算一个信道(传输路径)，以便避免由于信道估算误差引起的干扰消除的失真。

多用户接收机的另外一个例子在1997年1月EMCj96-92、RCS96-171电、信息和通信工程师研究所的IEICE技术报告P96-157中由Yoshida和Ushirokawa等人发表的论文“在符号复制品基础上利用递归信道估算的CDMA多级干扰消除器”(现有文献3)进行了披露。

上述现有文献3披露了一种多级型CDMA多用户接收机。根据该公知技术，通过使用符号复制品处理可以减小所述装置的尺寸。同时，可以在执行递归信道估算以在多路径传输情况下改善干扰消除的情况下以多路径为单位实现所述干扰消除。

图1示出了一种以现有文献3披露的公知技术为基础的CDMA多用户接收机。图1所示的CDMA多用户接收机包括三级干扰消除器10-1到10-3。在头两级干扰消除器10-1和10-2处，其数量被假设为3的所有用户的信号被解调，然后被进行干扰消除。即这意味着执行所述多用户干扰消除。

如图1所示，在第一级处的干扰消除器10-1被提供有一个延迟单元12、三个IEU(干扰估算单元)14a到14c、一个加法器16和另外的加法器18a到18c。干扰消除器10-2以和所述消除器10-1相同的方式构成并包括三个IEU(干扰估算单元)14a’-14c’、一个加法器16’和另外的加法器18a’-18c’。

另一方面，在最后一级处的干扰消除器10-3被提供有IEU20a-20c，其中的每一个都不同于在第一和第二级处提供的IEU。

所接收的信号被直接施加给所述第一级(经过干扰消除器10-1)。在最后一级处的干扰消除器10-3没有被提供任何延迟单元和任何加法器。IEU20a-20c分别产生与第一到第三用户对应的被解调信号。

分别在第一和第二级处提供的干扰消除器10-1和10-2的操作彼此相同，因此，这里只描述在第一级处的操作。三个IEU14a-14c分别输出经过估算的干扰扩展信号，这些信号将被加到加法器16上。延迟单元12工作，以将输入的信号延迟所述IEU14a-14c中的每一个对所述干扰进行估算和输出估算结果所需要的时间，并将该输出施加到加法器16第二级的延迟单元12’上。加法器16从延迟单元12的输出中减去IEU14a-14c的输出，并将相减的结果施加到被分别指定给用户的加法器18a-18c上。加法器18a-18c中的每一个将加法器16的输出和相应IEU(14a、14b或14c)的输出相加并将相加之和施加到第二级。

第一级的IEU14a-14c和第二级的14a’-14c’在结构以及操作上基本相同，因此，这里仅描述第一级的IEU14a-14c。

图2所示的IEU14a是在假设输入信号的路径到量是3的前提下构成的。在该图中，为第一到第三传送路径准备的电路是用P1-P3描述的。由于用于多路径的电路彼此是相同的，所以，仅参考用于第一路径的电路P1进行描述。在该图中示出的所述IEU通常由前序部分(级)S1、中间部分S2和后续部分S3组成。具体地说，前序部分S1包括频谱扩展去扩展器22和检测器24，而中间部分S2包括加法器25和鉴频器26。最后，后续部分S3包括乘法器27、频谱扩展调制器28和加法器29。另外，检测器24包括一个信道估算器24a、复合共轭发生器24b和乘法器24c。

所接收的信号(输入信号)被分离并加到为三个传送路径准备的电路P1-P3上。去扩展器22使用第一用户的扩展码在与经过第一路径传送的扩展码同步的定时处去扩展所输入的信号，并输出运行结果。

检测器24被提供有去扩展器22的输出，以便在信道估算器24处执行信道估算，并将所估算的信道特性提供给复合共轭发生器24b和执行载波相位相关检测。乘法器24c使用复合共轭发生器24b的输出对去扩展器22的输出执行幅值加权，以用于在后续数据块中的Rake组合。幅值加权被用于在去扩展器22的输出上执行Rake组合(最大速率组合)。

它的一个优点是在淡变环境中使用在现有文献2中披露的相关检测技术运行所述检测器24，并利用该检测器经过使用插入到时间轴中的导引符号对载波进行估算。

加法器25使用Rake组合技术将分别在电路P1-P3中提供的乘法器24c的加权输出进行组合，以用于所述三个路径。经过组合的信号被馈送给去鉴频器26，鉴频器26用于确定最可能传送的符号。

鉴频器26的输出被再次分离和提供给分别指定给三个传送路径的第三部分S3的电路P1-P3。乘法器27将鉴频器26的输出乘以所估算的信道特性，即信道估算器24a的输出。频谱扩展调制器28使用第一用户操作码在与经过第一路径传送的所述扩展码同步的时刻扩展乘法器27的输出。

加法器29将分别指定给所述三个路径并且是相应路径复制品的电路P1-P3的输出相加。然后，产生第一用户的干扰复制品。

图1所示的干扰消除器10-3是由IEU20a-20c组成的，这些IEU以彼此相同的方式构成，因此，这里仅描述为第一用户提供的IEU20a。

参看图3，这里以框图的形式示出了IEU20a。如图3所示，IEU20a以和图2所示前序和中间部分的IEU完全相同的方式构成。因此，在图2中已经使用的标号被附加到图3所示的结构中，并且这里省略对它们的描述。

另一方面，通过将一个阵列天线应用到CDMA的信号用户接收机上以便消除信号干扰的技术在由R.Kohno、H.lmai、H.Hotril和S.Pasupathy等人在1990年5月4日关于通信中被选择区域的IEEE杂志第8卷P675-862上发表的论文“自适应阵列天线和用于直接顺序频谱扩展多级访问系统的干扰消除器的组合”(现有文献4)中进行了披露。

根据在上述现有文献4中披露的装置，阵列天线受到控制使其直接指向所希望信号的入射角和得到所述入射角，在此之后使在所述方向内的干扰信号分量被去扩展。所述装置对信号分量进行解调并产生一个时间符号，在此之后，所述装置再次扩展所述信号并产生干扰信号分量。换言之，所述装置通过从由阵列天线接收的信号中减去干扰信号分量然后对所希望的用户信号进行解调执行干扰消除。虽然这个传统的装置使用了所有用户的扩展码和信道特性，但应当理解，所述装置执行的干扰消除是用于单个用户的，由此被分类为单个用户接收机。

图4示出了前述传统接收机的一个例子，其中，阵列天线30是和干扰消除器组合在一起的。为了简化说明书和附图，假设阵列天线由两个天线元件组成和总用户的数量是3。所述接收机是一个用于解调一个用户(在这个特殊情况下，是三个用户)的单个用户CDMA接收机。

所希望的和干扰信号的叠加数据被施加到两个天线元件30a和30b上。在天线元件30a和30b处接收的信号在相应的复合乘法器32a和32b处被分别加权天线加权系数W1和W2，然后在加法器34处相加。加法器34的输出被施加到向除了第三用户(他的信号将在瞬间情况下被接收)以外的两个用户(即第一和第二用户)提的去扩展器36a和36b。此外，加法器34的输出话被施加到延迟单元38。去扩展器36a和36b的输出分别施加到鉴频器40a和40b，在这里，执行对所述时间符号的鉴别。鉴频器40a和40b的输出(即表示时间符号的信号)被分别施加到扩展器42a和42b，它们在鉴别结果的基础上产生干扰信号分量。

延迟单元38被用于延迟加法器34的输出，该输出以34a表示并被施加到加法器44。更具体地说，提供延迟单元38以延迟信号34a(即加法器34的输出)，直到施加到去扩展器36a和36b上的信号34b被从扩展器42a和42b输出为止。

加法器44从延迟单元38的输出中减去扩展器42a和42b的输出(即干扰信号分量)。

去扩展器46的输出被施加到用于对第三用户的信号解调并向一个外部电路(未示出)输出被解调信号的鉴频器50。即，去扩展器46和鉴频器50被提供给所述第三用户。另一方面，鉴频器50的输出施加到用于第三用户的去扩展器52，经过该扩展器可以获得用于第三用户的扩展信号。

延迟单元48被用于将加法器44的输出延迟一个时间周期(被延迟的信号以44b表示)，在这个时间周期内，加法器44的输出(以44a表示)被进行符号鉴别和扩展器52产生用于第三用户的扩展信号。如此被延迟的信号被施加给加法器54。

加法器54通过从延迟单元48的输出中减去扩展器52的输出产生一个误差信号56。误差信号56被提供给天线加权系数确定器(自适应更新装置)58。这个确定器58使用在天线元件30a和30b处接收的信号利用公知的自适应算法控制所述阵列天线的方向。

图4所示的接收机是一个在产生仅用于第三用户的解调信号中使用的装置。换言之，为了解调其它用户、即第一用户和第二用户的信号，换需要分别提供专用于第一和第二用户的接收机。

到目前为止，还没有一个阵列天线和CDMA多用户接收机的适当组合。通过举例，如果一个阵列天线被简单地提供给图1-3所示的多用户接收机，特别是所述干扰估算部分将变得非常复杂，因此，不能够简化所述接收机的整个结构。

另外，图4所示其特征在于一个阵列天线和一个干扰消除器相结合的单一用户接收机在应用到同时处理多个用户的情况下存在下述问题。即在这种情况下，绝对需要用于各个用户的并行排列的多个相同的接收机。

因此，本发明的一个目的提供一种CDMA多用户接收机，这种接收机能够通过一个阵列天线和一个多用户接收机的组合对多个用户信号解调而不会招致配置和尺寸的增加。

本发明的另一个目的是提供一种CDMA多用户接收机，这种接收机是以一个阵列天线和一个干扰消除器的有效组合为基础的，其特征在于是利用一个外部干扰消除明显地减少所述装置的尺寸。

简言之，本发明的上述目的是通过某种技术实现的，在这种技术中，为了在保持相当好干扰消除的同时有效地减少CDMA多用户接收机的尺寸，一个阵列天线被与一个耦合到该阵列天线上的多用户接收机相互组合。所述多用户接收机包括一个信号处理装置，该信号处理装置被提供有在所述阵列天线处接收的输入信号。所述信号处理装置对与所述天线元件中的每一个相关和与同步访问用户中的每一个相关的干扰信号进行估算。

通过下面结合附图的描述，本发明的特性和优点将会变得更加清楚。其中，类似的元件使用类似的标号表示，和其中：

图1以框图的形式简要地示出了在前述段落中已经涉及了的传统的CDMA接收机；

图2详细地示出了图1所示的干扰估算单元(IEU)；

图3详细地使处了图1所示的另一个IEU；

图4简要地示出了在前述段落中已经涉及了的另一个传统的CDMA接收机；

图5简要示出了根据本发明第一实施例的CDMA接收机；

图6到图8的中每一个详细示出了图5所示框的详细配置；

图9简要示出了根据本发明第二实施例的CDMA接收机；

图10到图12中的每一个示出了图9所示框的详细配置；

图13简要示出了根据本发明第三实施例的CDMA接收机；和

图14和图15中的每一个示出了图13所示框的详细配置。

参看图5，该图以框图的形式简要地示出了根据本发明第一实施例的CDMA接收机。图6-8分别示出了图5中IEU64a、64a’和74a的详细配置。在阵列天线62处接收输入信号，在这个特定的实施例中，所述阵列天线由两个天线元件62a和62b组成。现在假设多传输路径的数量是三，用于干扰消除的级数是三和同步访问用户的数量是三。应当说明，上述天线的数量和多传输路径的数量等仅仅是举例，并不作为对它们的限制。

图5所示的接收机包括三个干扰消除器60-1到60-3，在这三个干扰消除器60-1到60-3中，干扰消除器60-1和60-2除了延迟单元输出的连接以外其它以非常相同的方式构成。

如图所示，干扰消除器60-1由三个分别被提供给第一到第三用户的IEU、其数量与所述天线元件62a和62b的数量相同的两个延迟单元66a和66b、其数量也与所述天线元件数量相同的两个加法器68a和68b以及六个(＝“用户数量”x“天线元件数量”)加法器70a-1和70a-2、70b-1和70b-2、70c-1和70c-2组成。

如上所述，干扰消除器60-2以和干扰消除器60-1相同的方式构成，因此干扰消除器60-2的对应构件以类似的标号表示。即第二级的干扰消除器60-2由分别对应于第一到第三用户的三个IEU(干扰估算单元)、其数量也与所述天线数量相同的两个加法器68a’和68b’和六个(＝“用户数量”x“天线数量”)分别以70a’-1和70a’-2、70b’-1和70b’-2以及70c’-1和70c’-2表示的加法器组成。

由于IEU64a到64c在结构和操作方面彼此相同，所以，为了简化描述，这里只描述IEU64a。IEU64a被提供有在天线元件62a和62b处接收的信号，并具有两个被扩展的“干扰估算信号”，这些信号分别对应于天线元件62a和62b。如图所示，IEU64a的输出被施加到加法器68a和68b，以及加法器70a-1和70b-2。延迟单元66a和66b中的每一个延迟施加给它的信号，直到IEU64a到64c中的每一个都产生输出信号为止。延迟单元66a的输出被施加给下一级60-2的加法器68a和延迟单元68a’，和类似的，延迟单元66b的输出被提供给下一级60-2的加法器68b和延迟单元68b’。

顺便说一下，如果第一干扰消除器60-1能够完全或充分地消除一个用户施加于其它用户的干扰，那么，就不需要再提供下面的消除器60-2。但是，使用一个信号消除器是不能消除这种干扰的，在最后级之前通常都要提供一个或多个消除级。

加法器68a从延迟单元66a的输出中减去与天线元件62a对应的IEU64a到64c的输出。加法器70a-1将从加法器68a输出的减法结果和与天线元件62a对应的IEU64a输出中的一个相加。如将在下面描述的，IEU64a两个输出中的每一个都是扩展信号。利用类似的方式，加法器68b从延迟单元66b的输出中减去与天线元件62b对应的IEU64a到64c的输出。加法器70b-1将从加法器68b输出的减法结果和与天线元件62b对应的IEU64a的其它输出相加。

应当理解，包括在第二干扰消除器60-2中的IEU64a’被提供有一个包括仅涉及到第一用户的干扰分量的信号(理想状态)。

天线加权系数确定器72a和72b被提供有在天线元件62a和62b处接收的输入信号，并分别产生将被提供给IEU64a-64c、64a’-64c’和74a-74c中每一个的电路P1到P3的输出W1和W2。

下面将结合图5和6详细描述干扰消除器60-1的IEU64a。IEU64a包括分别被用于三个传输路径的电路P1到P3。换言之，IEU64a被结构得与多传输路径的数量是三的情况完全相同。由于电路P1到P3中的每一个彼此基本相同，所以下面仅描述电路P1。如图6所示，IEU64a通常由第一部分S1、第二部分S2和最后部分S3组成。部分S1包括两个频谱扩展去扩展器(在附图中由“去扩展”表示)80a和80b，它们的数量等于天线元件62a和62b的数量。部分S1还包括乘法器82a和82b以及加法器84和检测器86。第一部分S1通过为所有电路P1到P3所共有的加法器88和鉴频器90耦合到最后级S3。

如图6所示，最后级S3的第一电路P1包括其数量等于所述天线元件数量的乘法器92、乘法器94a和94b；频谱扩展去扩展器96a和96b；加法器98a和98b；和乘法器100a和100b。提供加法器98a和98b中的每一个用于将从部分S3的电路P1到P3产生的输出相加。然后，加法器98a和98b的输出在乘法器100处被分别乘以其值小于1的加权系数a，然后提供给随后的部分。

第一部分S1的检测器86包括信道估算器86a、复合共轭发生器86b和加法器86c。频谱扩展去扩展器80a和80b工作以使用在前指定给第一用户的去扩展(即扩展)码去扩展输入信号，其中，所述的去扩展码被正确地与经过第一传输路径传输的所述扩展码确定相位(同步)。乘法器82和82b分别将去扩展器80a和80b的输出乘以天线加权系数W1和W2，并将乘法结果提供给加法器84。如上所述，系数W1和W2是有天线加权系数确定器72a和72b产生的(图5)。

检测器86以与和图2的传统检测器24完全相同的方式工作。如上所述，乘法器86c使用复合共轭发生器86b的输出加权加法器84的输出，以便为在加法器88处的Rake组合(即最大速率组合)做准备。即，加法器88接收来自被指定给三个不同传输路径的电路P1到P3的输出，并执行Rake组合。在加法器88处组合的信号被提供给鉴频器90，在这里，确定最可能被传输的符号。

部分S3的乘法器92将鉴频器90的输出乘以信道估算器86a的输出，以便估算干扰复制品。在电路P1到P3的每一个处执行这个操作。所估算的干扰复制品(即乘法器92的输出)然后被被分离成将被分别提供给乘法器94a和94b的两部分(即所使用天线元件的数量)。如所示，乘法器94a和94b将乘法器92的输出乘以分别由复合共轭发生器77a和77b使用前述天线系数W1和W2产生的复合共轭W1’和W2’。乘法器94a和94b的输出被分别加到频谱扩展调制器96a和96b，并与和经过第一传输路径传输的扩展码正确定向位(同步)的方式被扩展。具体地说，调制器96a和96b分别就天线元件62a和62b估算的干扰复制品进行调制。

加法器98a和98b分别使来自电路P1到P3每一个中调制器96a和96b发出的扩展信号相加。由此，加法器96a和96b分别输出不考虑天线元件62a和62b的表示估算干扰复制品的扩展信号。下面的乘法器100a和100b分别将加法器98a和98b的输出乘以其值小于1的加权系数a，并将乘法结果提供给下面的部分。由于信道估算误差能够改善干扰消除特性(在现有文献4中进行了描述)，所以，所述系数a能够抑制“重点干扰”。

如果天线加权系数利用涉及到根据信号接收角度确定的和表示在所述天线元件之间相位差的转向矢量的复合共轭矢量，那么，通过天线加权分量(即天线加权系数)获得的信号是一个同相位的复合信号。在这种情况下，使用所述转向矢量和加权天线系数的信号可以正确地重现每个天线元件的干扰。另外，如果在对每个用户执行天线加权之前利用每个天线执行所述干扰消除，可以有效地组合天线的方向控制和多个干扰消除器。

所述天线加权系数可以使用传统的技术产生。为了进一步详细地描述，例如可以参考1986年5月IEEE杂志Vol.AP34.No.3.pp.276-286由R.O.Schmdt等人发表的论文“多射极定位和单一参数估算”或在IEEE杂志1989年Vol.ASSP-37.pp.984-995由R.Roy和T.Kalath发表的论文“经过旋转不变性技术的单一参数的ESPRIT-估算”。

如图5所示，天线加权系数确定器72a输出9个独立的系数，这些系数被分别加到干扰消除级60-1到60-3中每一级的三个IEU上。但是，如果天线加权系数被连续地更新，使用所述解调结果和已知符号之间的误差只能产生用于第一级60-1的系数。在这种情况下，在第一级之后的级能够利用与第一级中所使用的加权系数相同的天线加权系数。

图7的框图详细地示出了IEU64a’，其结构与图6所示IEU64a相同，因此，为简化本说明起见，关于图7的描述将予以省略。

图8的框图详细地示出了IEU74a。如图所示，IEU74a包括分别与图6和7所示的S1和S2相同的两个部分。

下面将结合分别与本发明第一实施例的图5、6、7和8对应的9、10、11和12描述本发明的第二实施例。就第二实施例而言，和第一实施例一样，假设多传输路径的数量是3，用于干扰消除的级数是3和同时访问用户的数量是3。应当说明，前述天线元件和多传输路径等的数量仅仅是用于举例而不作为对它们的限制。

就配置而言，第二实施例不同于第一实施例之处列举如下：

(1)与图5所示第一级的结构比较，图9所示的第一级60-1中的IEU结构不同，因此在图9中以标号63a、63b和63c表示；

(2)与图5所示的第二级比较，图9所示第二级60-2中的IE的结构不同，因此在图9中已标号63a’、63b’和63c’表示；

(3)与图5所示第三级的结构比较，图9所示第三级中的IEU的结构不同，因此在图9中以标号73a、73b和73c表示；

(4)图9的第一级60-1缺少在图5第一级中提供的加法器70a-1、70a-2、…和

(5)图9的第二级60-2缺少图5所述第二级中提供的加法器70a’-1、70a’-2、…70C’-1。

图10详细地示出了图9的IEU63a，其中，电路P1到P3中每一个的乘法器92的输出被直接施加到下一级60-2的IEU63a’。除此之外，IEU63a以和第一实施例相应IEU64a完全相同的方式构成。由于电路P1的乘法器92的输出是第一用户本身的估算信号，所以，应当理解，第二实施例的第一干扰消除器60-1不再需要第一实施例IEU64a的加法器70a-1、70a-2、…和70c-1和70c-2。

为了遵守上述对IEU63a的修改，第二干扰消除器60-2的IEU63a’具有除了包括在第一实施例中已经讨论过的功能块以外还包括一个加法器85的第一部分S1。加法器85被用于将第一用户的估算信号(在图11所示的情况)加到加法器84的输出上。IEU63a’的部分S3与IEU63a的部分S3相同，因此，为简化起见这里省略对它的描述。

图12的框图详细地示出了图9所示的IEU73a。就结构而言，IEU73a与图10和11的第一和第二部分S1和S2的组合相同，因此，为简洁起见，进一步的描述将不再给出。

下面结合分别对应于第二实施例图9和11的附图13、14和15描述本发明的第三实施例。关于第三实施例，与在前所述实施例一样，假设多传输路径的数量是3，干扰消除的级数是3和同时访问用户的数量是3。应当说明，前述天线元件、多传输路径等的数量仅仅是用于举例而不是作为限制。

图13示出了延迟单元66a和66b的输出没有被直接施加到延迟单元66a’和66b’、而是加法器68a和68b的输出被分别施加到延迟单元66a’和66b’的情况。即，第一干扰消除器60-1将从加法器68a和68b产生的误差信号施加到延迟单元66a’和66b’以及IEU65a’、65b’和65c。为了满足这种修改，第二级60-2的IEU65a’到65c’中的每一个在结构方面都稍有变动，如图14所示。换言之，第一级60-1的IEU(由65a到65c表示)的结构与63a到63c的结构完全相同。但是，为方便起见，在图15中仅示出了IEU65a，第三级60-3的IEU75a到75c彼此相同并分别与IEU73a到73c相同，因此为简洁起见，没有示出(例如)IEU75a。

如图13、14和15所示，IEU65a’的第三部分S3被提供有加法器93，IEU65a的乘法器92的输出(图14)被直接施加到加法器93上。如上所述，根据第三实施例，来自加法器68a和68b的误差信号被直接施加到第二干扰消除器60-2。与第二实施例比较，该实施例、即第三实施例能够减少存储器的容量。

应当理解，上面仅描述了本发明可能的三种实施例，作为本发明基础的概念并不受此限制。

Claims (1)

1.一种CDMA(码分多址)多用户接收机，包括：

一个阵列天线，包括多个天线元件；和

耦合到所述阵列天线上的多用户接收机，所述多用户接收机包括一个信号处理装置，该信号处理装置被提供有来自所述阵列天线的多个信号，所述信号处理装置就多个天线元件中的每一个和同步访问用户中的每一个对干扰信号进行估算。

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