CN1255941C - 反馈放大器 - Google Patents
反馈放大器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1255941C CN1255941C CNB018113338A CN01811333A CN1255941C CN 1255941 C CN1255941 C CN 1255941C CN B018113338 A CNB018113338 A CN B018113338A CN 01811333 A CN01811333 A CN 01811333A CN 1255941 C CN1255941 C CN 1255941C
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- distortion
- allocation
- residual
- signal component
- set point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
主放大器输出通路5中的Vs(信号)+Vd(畸变)通过功率合成器27与辅助放大器26输出的G(W)·W·Vd合成，将误差信号Ve(＝Vs+(1+G(W)·W)·Vd)从方向耦合器33向作为自适应滤波器的控制电路39输入。另外，从方向耦合器24取出辅助放大器26的输出G(W)·W·Vd，通过除法器38除以控制电路39输出的设定值W，将G(W)·Vd作为控制电路39的参照信号输入。
Description
技术领域
本发明涉及卫星通信、地面微波通信、移动装置通信中使用的反馈放大器。
背景技术
图1是参照美国专利4,394,624号中公开的反馈放大器作成的传统的反馈放大器的结构方框图。图中，1是畸变检出电路，2是畸变除去电路，3是主放大器信号通路，4是线性信号通路，5是主放大器输出通路，6是畸变注入通路，该反馈放大器基本上由2个环路及控制它们的电路构成。第1环路即畸变检出电路1由主放大器信号通路3和线性信号通路4构成，第2环路即畸变除去电路2由主放大器输出通路5和畸变注入通路6构成。
另外，图1中，11是功率分配器，12是向量调节器，13是主放大器，14是方向耦合器，20是功率分配器，21是功率合成器，23是方向耦合器，24是方向耦合器，25是向量调节器，26是辅助放大器，27是功率合成器，31是输入端子，32是输出端子，33是方向耦合器，35是带阻滤波器，36是控制电路，37是控制电路。
图2是表示图1中的控制电路36、37的内部结构的方框图，图中，41是复共扼器，42是乘法器，43是积分器，44是设定值更新器，45是由复共扼器41、乘法器42、积分器43构成的相关器。
以下说明相关动作。
首先说明畸变检出电路1的动作。输入端子31的输入信号由功率分配器11分配给主放大器信号通路3及线性信号通路4。主放大器信号通路3的输入信号由向量调节器12进行振幅和相位调节，并由主放大器13放大，输入到功率分配器20。线性信号通路4的输入信号经由方向耦合器14输入功率合成器21，与由功率分配器20分配的来自主放大器13的信号进行功率合成。从功率合成器21到畸变注入通路6的输出削减输入信号的信号分量后，成为主放大器13产生的畸变分量。即，包含残留信号分量的畸变分量输入畸变注入通路6。
从畸变检出电路1中的方向耦合器14取出的输入信号的信号分量(这里为V1A(t))输入控制电路36。另外，从畸变除去电路2中的方向耦合器23取出的包含残留信号分量的畸变分量(这里为V1B(t))输入控制电路36。
控制电路36求出信号分量V1A(t)和包含残留信号分量的畸变分量V1B(t)之间的相关，算出畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量，根据算出的残留信号分量，将设定值W(t)向向量调节器12输出，使得从功率合成器21向畸变注入通路6输出的畸变分量V1B(t)包含的残留信号分量为最小。
向量调节器12根据来自控制电路36的设定值W(t)，通过调节来自功率分配器11的输入信号的振幅和相位，削减从功率合成器21向畸变注入通路6输出的畸变分量中包含的残留信号分量。
接着说明畸变除去电路2的动作。包含有输入畸变注入通路6的残留信号分量的畸变分量经由方向耦合器23、24，由向量调节器25进行振幅和相位调节，由辅助放大器26进行放大，并通过功率合成器27与包含有从主放大器输出通路5中的功率分配器20输出的畸变分量的信号分量进行功率合成。功率合成器27中，削减由主放大器13产生的畸变分量，由包含残留畸变分量的信号分量形成的输出信号从方向耦合器33输出。
包含有从畸变除去电路2中的方向耦合器24取出的残留信号分量的畸变分量，由带阻滤波器35阻断残留信号分量，畸变分量(这里为V2A(t))输入控制电路37。另外，包含有从方向耦合器33取出的输出信号残留畸变分量的信号分量(这里为V2B(t))输入控制电路37。
控制电路37求出畸变分量V2A(t)和包含残留畸变分量的信号分量V2B(t)之间的相关，算出信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量，根据算出的残留畸变分量，将设定值W(t)向向量调节器25输出，使得从功率合成器27输出的信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量为最小。
向量调节器25根据来自控制电路37的设定值W(t)，通过对包含有来自方向耦合器24的残留信号分量的畸变分量进行振幅和相位的调节，削减功率合成器27输出的信号分量中包含的残留畸变分量。
这样，对畸变抽出电路1及畸变除去电路2执行连续或者间歇的控制，反复更新控制电路36及控制电路37输出的设定值W(t)，可以除去主放大器13产生的畸变分量，实现线性良好的反馈放大器。
接着说明图2所示的控制电路36的动作。从图1的方向耦合器14取出的输入信号的信号分量V1A(t)输入复共扼器41。复共扼器41在不改变信号分量V1A(t)的振幅(复数中的实数部分)的情况下，使相位(复数中的虚数部分)反相，将信号分量V1A(t)的复共扼V1A(t)*向乘法器42输出。
乘法器42将来自复共扼器41的复共扼V1A(t)*和包含有从图1的方向耦合器23取出的残留信号分量的畸变分量V1B(t)相乘，算出相乘结果V1A(t)*·V1B(t)，通过用积分器43求出相乘结果V1A(t)*·V1B(t)的时间平均，将相乘结果的平均值<V1A(t)*·V1B(t)>作为畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量输出。设定值更新器44根据相乘结果的平均值<V1A(t)*·V1B(t)>，更新提供给向量调节器12的设定值W(t)。
接着说明图2所示控制电路37的动作。经由带阻滤波器35从图1的方向耦合器24取出的畸变分量V2A(t)输入复共扼器41。复共扼器41在不改变畸变分量V2A(t)的振幅(复数中的实数部分)的情况下，使相位(复数中的虚数部分)反相，将畸变分量V2A(t)的复共扼V2A(t)*向乘法器42输出。
乘法器42将来自复共扼器41的复共扼V2A(t)*和包含有从图1的方向耦合器33取出的残留信号分量的信号分量V2B(t)相乘，算出相乘结果V2A(t)*·V2B(t)，通过用积分器43求出相乘结果V2A(t)*·V2B(t)的时间平均，将相乘结果的平均值<V2A(t)*·V2B(t)>作为信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量输出。设定值更新器44根据相乘结果的平均值<V2A(t)*·V2B(t)>，更新提供给向量调节器25的设定值W(t)。
图3是控制电路36、37输出的设定值W(t)的收敛特性的示意图，表示设定值W(t)从初期值Wo反复更新而收敛到收敛值Wm的情况。如图3A所示，收敛特性101收敛到收敛值Wm虽然时间长，但是各设定值W(t)稳定。另外，收敛特性102收敛到收敛值Wm虽然时间短，但是各设定值W(t)变化大，稳定性降低。而且，稳定性若降低，则如图3B的收敛特性103所示，设定值W(t)可能不收敛到收敛值Wm而发散。
这样的畸变抽出电路1及畸变除去电路2的控制的过程中，确保控制的收敛性和稳定性是重要的。图2所示的控制电路36、37通过所谓自适应滤波器的算法，求出向量调节器12、25的设定值W(t)，以下说明自适应滤波器的算法和设定值W(t)的收敛性。
图4是畸变除去电路2的动作原理的示意图。图中，Vs是输入信号的信号分量，Vd是主放大器13产生的畸变分量，即控制电路37(自适应滤波器)的参照信号。G是辅助放大器26的通过增益及通过相位，W是提供给向量调节器25的设定值，Ve是包含有来自方向耦合器33的残留畸变分量的信号分量，即控制电路37(自适应滤波器)的误差信号。该图中为了简化，令输出到畸变注入通路6的残留信号分量为0。
如图4所示，主放大器输出通路5中的Vs+Vd通过功率合成器27与来自辅助放大器26的输出G·W·Vd合成，从方向耦合器33向控制电路37输入下式(1)所示的误差信号Ve。
Ve＝Vs+(1+G·W)·Vd (1)
另外，来自方向耦合器24的参照信号Vd输入控制电路37。
这里，为了使误差信号Ve为最小，考虑使误差信号Ve的功率最小，误差信号Ve的误差信号功率Pe如下式(2)所示。
Pe(W)＝<|Ve|2>＝<|Ve*·Ve|>
＝<|Vs|2>+|1+G·W|2<|Vd|2> (2)
由于上述式(2)中Vs和Vd不相关，则
<Vs*·Vd>＝0 (3)
一般地，通过自适应滤波器的算法，若令更新次数t中的设定值为W(t)，则更新次数t+1中的设定值W(t+1)用下式(4)表示。
W(t+1)＝W(t)-μ·Pe(W)/W(t) (4)
上述式(4)中，μ是修正系数，Pe(W)/W(t)是用设定值W(t)对误差信号功率Pe(W)进行偏微分的结果，表示成误差信号功率Pe(W)的函数中的斜率。
图5是误差信号功率Pe(W)的函数的示意图，图中，Re[W]是设定值W的实数轴，Im[W]是设定值W的虚数轴，111是误差信号功率Pe(W)的函数中的斜率，112是误差信号Pe(W)的最小点。自适应滤波器的算法，求出某时刻的设定值W的变化对应的误差信号功率Pe(W)的斜率(变化量)111，使得斜率111为最小，即求出误差信号功率Pe(W)的最小点112。这里，误差信号功率Pe(W)的斜率包含有振幅分量和相位分量。
若将上述式(2)代入上述式(4)，则可以获得下式(5)。
W(t+1)＝W(t)-2μ·G*·Vd*·Ve (5)
上述式(5)中，在控制电路37中输入作为参照信号的Vd、输入作为误差信号的Ve的场合，若2μ·G*(W)设定成小于规定的阈值，则意味着设定值W(t+1)收敛。在线性辅助放大器26中，若上述式(5)中的2μ·G*设定成小于规定的阈值，则设定值W(t+1)收敛。
上述式(5)中，以辅助放大器26是线性为前提，而在非线性辅助放大器26中，由于通过增益和通过相位随设定值W变化而成为G(W)，更新次数t+1中的设定值W(t+1)可用下式(6)表示。
W(t+1)＝W(t)-2μ·G*(W)·Vd*·Ve (6)
上述式(6)中，在控制电路37中输入作为参照信号的Vd、输入作为误差信号的Ve的场合，为了使供给采用非线性辅助放大器26的畸变除去电路2中的向量调节器25的设定值W(t+1)收敛，2μ·G*(W)必须设定成小于规定的阈值。但是，由于G(W)随时间而变化，因而事先设定具有不同值的2μ·G*(W)是不现实的。
图4虽然只说明了畸变除去电路2，但畸变检出电路1的主放大器13也一样，在非线性的主放大器13的场合，2μ·G*(W)必须设定成小于规定的阈值以使设定值W(t+1)收敛，因而事先设定具有不同值的2μ·G*(W)仍然是不现实的。
由于传统的反馈放大器如以上构成，畸变检出电路1及畸变除去电路2的控制中，主放大器13及辅助放大器26为非线性的场合，向量调节器12、25的设定值W的收敛性有劣化的问题。
本发明是针对解决上述问题而提出的，其目的在于提供反馈放大器，在畸变检出电路1及畸变除去电路2的控制中，主放大器13及辅助放大器26即使为非线性的场合，向量调节器12、25的设定值W也能够可靠地收敛。
发明的公开
本发明的反馈放大器包括：控制电路，用从主放大器的输出取出的信号分量除以向量调节器的设定值，根据该除法结果和包含有由畸变检出电路检出的残留信号分量的畸变分量，算出畸变分量中包含的残留信号分量，控制向量调节器的下一次的设定值。
从而，主放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，用从辅助放大器的输出取出的畸变分量除以向量调节器的设定值，根据该除法结果和包含有从畸变除去电路输出的残留畸变分量的信号分量，算出信号分量中包含的残留畸变分量，控制向量调节器的下一次的设定值。
从而，辅助放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，用从主放大器的输出取出的输入信号和导频信号合成的期望波分量除以向量调节器的设定值，根据该除法结果和包含有由畸变检出电路检出的残留期望波分量的畸变分量，算出畸变分量中包含的残留期望波分量，控制向量调节器的下一次的设定值。
从而，主放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛，同时，正确进行畸变检出动作。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，用从辅助放大器的输出取出的主放大器的畸变分量和导频信号分量产生的无用波分量除以向量调节器的设定值，根据该除法结果和包含有从畸变除去电路输出的残留无用波分量的信号分量，算出信号分量中包含的残留无用波分量，控制向量调节器的下一次的设定值。
从而，辅助放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛，同时，正确进行畸变检出动作。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入从主放大器的输出取出的信号分量以及包含有由畸变检出电路检出的残留信号分量的畸变分量，对输入的信号分量数字化，对包含有输入的残留信号分量的畸变分量数字化，同时，用数字化的信号分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，求出该除法结果和包含有数字化的残留信号分量的畸变分量之间的相关，算出畸变分量中包含的残留信号分量，算出的残留信号分量乘以考虑了畸变检出电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值模拟化，提供给向量调节器。
从而，主放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留信号分量的畸变分量，对该相乘结果进行时间平均，算出畸变分量中包含的残留信号分量。
从而，可以提高畸变检出电路的控制系统的稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入从主放大器的输出取出的信号分量以及包含有由畸变检出电路检出的残留信号分量的畸变分量，对输入的信号分量进行数字化，对包含有输入的残留信号分量的畸变分量进行数字化，同时，用数字化的信号分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，用该除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留信号分量的畸变分量，算出畸变分量中包含的残留信号分量，算出的残留信号分量乘以考虑了畸变检出电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给向量调节器。
从而，可以减少控制电路的计算量，提高处理速度，提早畸变检出电路的控制系统的响应性。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留信号分量的畸变分量，该相乘结果用上述除法结果的瞬时功率进行规格化，算出畸变分量中包含的残留信号分量。
从而，由于可以不依存输入信号的信号分量的大小进行控制，因而可以进一步提高稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入从辅助放大器的输出取出的畸变分量以及包含有从畸变除去电路输出的残留畸变分量的信号分量，对输入的畸变分量进行数字化，对包含有输入的残留畸变分量的信号分量进行数字化，同时，用数字化的畸变分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，求出该除法结果和包含有数字化的残留畸变分量的信号分量之间的相关，算出信号分量中包含的残留畸变分量，算出的残留畸变分量乘以考虑了畸变除去电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给上述向量调节器。
从而，辅助放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留畸变分量的信号分量，对该相乘结果进行时间平均，算出信号分量中包含的残留畸变分量。
从而，可以提高畸变除去电路的控制系统的稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入从辅助放大器的输出取出的畸变分量以及包含有从畸变除去电路输出的残留畸变分量的信号分量，对输入的畸变分量进行数字化，对包含有输入的残留畸变分量的信号分量进行数字化，同时，用数字化的畸变分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，用该除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留畸变分量的信号分量，算出信号分量中包含的残留畸变分量，算出的残留畸变分量乘以考虑了畸变除去电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给向量调节器。
从而，可以减少控制电路中的计算量，提高处理速度，提早畸变除去电路的控制系统的响应性。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留畸变分量的信号分量，该相乘结果用上述除法结果的瞬时功率进行规格化，算出信号分量中包含的残留畸变分量。
从而，由于可以不依存主放大器的畸变分量的大小进行控制，因而可以进一步提高稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入由从主放大器的输出取出的输入信号和导频信号合成的期望波分量以及包含有由畸变检出电路检出的残留期望波分量的畸变分量，对输入的期望波分量进行数字化，对包含有输入的残留期望波分量的畸变分量进行数字化，同时，用数字化的期望波分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，求出该除法结果和包含有数字化的残留期望波分量的畸变分量之间的相关，算出畸变分量中包含的残留期望波分量，算出的残留期望波分量乘以考虑了畸变检出电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给向量调节器。
从而，主放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛，同时，正确进行畸变检出动作。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留期望波分量的畸变分量，对该相乘结果进行时间平均，算出畸变分量中包含的残留期望波分量。
从而，可以提高畸变检出电路的控制系统的稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入由从主放大器的输出取出的输入信号和导频信号合成的期望波分量以及包含有由畸变检出电路检出的残留期望波分量的畸变分量，对输入的期望波分量进行数字化，对包含有输入的残留期望波分量的畸变分量进行数字化，同时，用数字化的期望波分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，用该除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留期望波分量的畸变分量，算出畸变分量中包含的残留期望波分量，算出的残留期望波分量乘以考虑了畸变检出电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给向量调节器。
从而，可以减少控制电路的计算量，提高处理速度，提早畸变检出电路的控制系统的响应性。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留期望波分量的畸变分量，该相乘结果用除法结果的瞬时功率进行规格化，算出畸变分量中包含的残留期望波分量。
从而，由于可以不依存输入信号的信号分量的大小进行控制，因而可以进一步提高稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入由从辅助放大器的输出取出的主放大器的畸变分量和导频信号分量产生的无用波分量以及包含有从畸变除去电路输出的残留无用波分量的信号分量，对输入的无用波分量进行数字化，对包含有输入的残留无用波分量的信号分量进行数字化，同时，用数字化的无用波分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，求出该除法结果和包含有数字化的残留无用波分量的信号分量之间的相关，算出信号分量中包含的残留无用波分量，算出的残留无用波分量乘以考虑了畸变除去电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给向量调节器。
从而，辅助放大器即使是非线性的场合，也可以使控制电路输出的向量调节器的设定值可靠地收敛，同时，正确进行畸变检出动作。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留无用波分量的信号分量，对该相乘结果进行时间平均，算出信号分量中包含的残留无用波分量。
从而，可以提高畸变除去电路的控制系统的稳定性。
本发明的反馈放大器包括：控制电路，输入由从辅助放大器的输出取出的主放大器的畸变分量和导频信号分量产生的无用波分量以及包含有从畸变除去电路输出的残留无用波分量的信号分量，对输入的无用波分量进行数字化，对包含有输入的残留无用波分量的信号分量进行数字化，同时，用数字化的无用波分量除以用以供给向量调节器的数字化的设定值，用该除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留无用波分量的信号分量，算出信号分量中包含的残留无用波分量，算出的残留无用波分量乘以考虑了畸变除去电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给向量调节器。
从而，可以减少控制电路中的计算量，提高处理速度，提早畸变除去电路的控制系统的响应性。
本发明的反馈放大器的控制电路，用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留无用波分量的信号分量，该相乘结果用除法结果的瞬时功率进行规格化，算出信号分量中包含的残留无用波分量。
从而，由于可以不依存主放大器的畸变分量的大小进行控制，因而可以进一步提高稳定性。
图面的简单说明
图1是传统的反馈放大器的结构方框图。
图2是传统的反馈放大器的控制电路的内部结构的方框图。
图3是传统的反馈放大器的控制电路输出的设定值的收敛特性的示意图。
图4是传统的反馈放大器的畸变除去电路的动作原理的示意图。
图5是传统的反馈放大器中的误差信号功率的函数的示意图。
图6是本发明实施例1的反馈放大器的畸变除去电路的动作原理的示意图。
图7是本发明实施例1的反馈放大器的结构方框图。
图8是本发明实施例1的反馈放大器的控制电路的内部结构方框图。
图9是本发明实施例1的反馈放大器的控制电路输出的设定值的收敛特性的示意图。
图10是本发明实施例2的反馈放大器的控制电路的内部结构方框图。
图11是本发明实施例3的反馈放大器的控制电路的内部结构方框图。
图12是本发明实施例4的反馈放大器的结构方框图。
图13是本发明实施例5的反馈放大器的结构方框图。
发明的最佳实施例
以下，为了更详细说明本发明，参照附图对实施本发明的最佳实施例进行说明。
实施例1
图6是本发明实施例1的反馈放大器的畸变除去电路2的动作原理的示意图。图中，38是除法器，39是作为自适应滤波器的控制电路，G(W)是辅助放大器26的通过增益及通过相位，其他的Vs、Vd、W、Ve与传统的图4相同。这里，假设辅助放大器26是非线性的放大器。
如图6所示，主放大器输出通路5中的Vs+Vd通过功率合成器27与辅助放大器26输出的G(W)·W·Vd合成，从方向耦合器33向控制电路39输入如下式(7)所示的误差信号Ve。
Ve＝Vs+(1+G(W)·W)·Vd (7)
另外，方向耦合器24输出的G(W)·W·Vd通过除法器38除以控制电路39输出的设定值W，将G(W)·Vd作为控制电路39的参照信号输入。
这里，误差信号Ve的误差信号功率Pe用下式(8)表示。
Pe(W)＝<|Ve|2>＝<|Ve*·Ve|>
＝<|Vs|2>+|1+G(W)·W|2<|Vd|2> (8)
由于式(8)中Vs和Vd不相关，因而上述式(3)作为条件。
若将上述式(8)代入上述式(4)，
W(t+1)＝W(t)-2μ·G*(W)·Vd*·Ve
＝W(t)-2μ·(G(W)·Vd)*·Ve (9)
上述式(9)中，令通过增益及通过相位的变化小，则
G(W)/W0，G*(W)/W0 (10)
虽然上述式(9)与上述式(6)相同，但是在令控制电路39的参照信号为G(W)·Vd，令误差信号为Ve的场合，即使辅助放大器26的通过增益及通过相位G(W)随时间而变化，上述式(8)中的误差信号功率Pe的函数也变化，也可以从变化的误差信号功率Pe的函数中如图5所示的斜率111求出最小点112。即，意味着可以令参照信号为G(W)·Vd，以取代传统的图4所示的控制电路37的参照信号Vd。令控制电路39的参照信号为G(W)·Vd的场合时，如图6所示，可以从方向耦合器24取出辅助放大器26的输出G(W)·W·Vd，通过除法器38除以控制电路39的输出W。
图6是畸变除去电路2的动作原理的示意图，但对于畸变检出电路1也一样可以采用这样的电路结构，即取出主放大器13的输出G(W)·W·Vs，通过除法器除以控制电路的输出W，令作为自适应滤波器的控制电路的参照信号为G(W)·Vs。
图7是本发明实施例1的反馈放大器的结构方框图。图中，22是方向耦合器，34、35是带阻滤波器，51、52是控制电路，其他的结构，除了删除畸变除去电路1的方向耦合器14、以及畸变除去电路2中的方向耦合器24移动到辅助放大器26的输出端以外，与传统的图1所示结构相同。
另外，图8是控制电路51、53的内部结构方框图，图中，61是AD变换器，62是除法器，63是复共扼器，64是AD变换器，65是乘法器，66是积分器，67是修正系数设定器，68是乘法器，69是设定值更新器，70是DA变换器，71是由复共扼器63、乘法器65、积分器66构成的相关器。
以下说明其动作。
首先说明畸变检出电路1的动作。图7中，包含有从主放大器13输出的畸变分量的信号分量由功率分配器20进行功率分配，由方向耦合器22取出，由带阻滤波器34阻断畸变分量，将信号分量(这里为V1A(t))输入控制电路51。另外，与传统一样，将包含有由方向耦合器23取出的残留信号分量的畸变分量(这里为V1B(t))输入控制电路51。
控制电路51输入信号分量V1A(t)和包含残留信号分量的畸变分量V1B(t)，算出畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量，根据算出的残留信号分量，向向量调节器12输出设定值W(t)，使得从功率合成器21向畸变注入通路6输出的畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量为最小。
向量调节器12根据来自控制电路51的设定值W(t)，通过对来自功率分配器11的输入信号的振幅和相位进行调节，削减从功率合成器21向畸变注入通路6输出的畸变分量中包含的残留信号分量。
接着说明图8所示控制电路51的动作。从图7的方向耦合器22取出并通过带阻滤波器34的信号分量V1A(t)，由图8的AD变换器61变换成数字信号，通过除法器62除以从设定值更新器69输出的设定值W(t)，将V1A(t)/W(t)输入复共扼器63。复共扼器63在不改变信号分量V1A(t)/W(t)的振幅(复数中的实数部分)的情况下，使相位(复数中的虚数部分)反相，将V1A(t)/W(t)的复共扼(V1A(t)/W(t))*向乘法器65输出。
乘法器65将来自复共扼器63的复共扼(V1A(t)/W(t))*和包含有由AD变换器64变换成数字信号后的残留信号分量的畸变分量V1B(t)，算出相乘结果(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)，通过由积分器66求出相乘结果(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)的时间平均，将相乘结果的平均值<(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)>作为畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量输出。通过由该积分器66求出相乘结果(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)的时间平均，可以提高畸变检出电路1的控制系统的稳定性。
修正系数设定器67中，根据主放大器13的通过特性，即，根据主放大器13的通过增益和通过相位，事先设定考虑了畸变检出电路1的控制的收敛性和稳定性的修正系数μ。这里，例如，由修正系数μ和通过增益α之积A(＝μ×α)决定控制的收敛性和稳定性。积A若大，则收敛速度变快，收敛性变好但稳定性变差，积A若小，则收敛速度变慢，收敛性降低但稳定性变好。
图9是控制电路51输出的设定值W(t)的收敛特性的示意图，表示修正系数作为参数时的控制电路51的设定值W(t)反复更新的场合。这里，令通过增益α一定。如图9A所示，修正系数大时，从初期值Wo到收敛值Wm的收敛速度快、收敛性好但稳定性差，如图9B、C所示，随着修正系数变小，收敛速度变慢、收敛性降低但稳定性变好。从而，可以考虑控制的收敛性和稳定性来决定上述积A，设定与主放大器13的通过增益α对应的修正系数μ。
乘法器68将积分器66输出的残留信号分量<(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)>乘以修正系数设定器67中设定的修正系数μ，根据主放大器13的通过特性，由下式(11)求出考虑了畸变检出电路1的控制的收敛性和稳定性的相乘结果即设定值变化量ΔW，向设定值更新器69输出。
ΔW＝μ·<(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)> (11)
设定值更新器69将向量调节器12的更新次数t中的设定值W(t)与乘法器68求出的设定值变化量ΔW相加的结果，作为更新次数t+1中的设定值W(t+1)，由下式(12)求出。
W(t+1)＝W(t)+ΔW
＝W(t)+μ·<(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)> (12)
即，设定值更新器69向DA变换器70输出设定值W(t+1)，使得设定值变化量ΔW为最小。
DA变换器70将设定值更新器69输出的设定值W(t+1)变换成模拟信号并向向量调节器12输出。
接着说明畸变检出电路2的动作。图7中，包含有从辅助放大器26输出的残留信号分量的畸变分量由方向耦合器24取出，由带阻滤波器35阻断残留信号分量，将畸变分量(这里为V2A(t))输入控制电路52。另外，与传统一样，将包含有从方向耦合器33取出的残留信号分量的信号分量(这里为V2B(t))输入控制电路52。
控制电路52输入畸变分量V2A(t)和包含残留畸变分量的信号分量V2B(t)，算出信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量，根据算出的残留畸变分量，向向量调节器25输出设定值W(t)，使得从功率合成器27输出的信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量为最小。
向量调节器25根据来自控制电路52的设定值W(t)，通过对包含有来自方向耦合器23的残留信号分量的畸变分量进行振幅和相位的调节，削减从功率合成器27输出的信号分量中包含的残留畸变分量。
接着说明图8所示控制电路52的动作。从图7的方向耦合器24取出并通过带阻滤波器35的畸变分量V2A(t)，由图8的AD变换器61变换成数字信号，通过除法器62除以从设定值更新器69输出的设定值W(t)，将V2A(t)/W(t)输入复共扼器63。复共扼器63在不改变信号分量V2A(t)/W(t)的振幅(复数中的实数部分)的情况下，使相位(复数中的虚数部分)反相，将V2A(t)/W(t)的复共扼(V2A(t)/W(t))*向乘法器65输出。
乘法器65将来自复共扼器63的复共扼(V2A(t)/W(t))*和包含有由AD变换器64变换成数字信号后的残留畸变分量的信号分量V2B(t)，算出相乘结果(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)，通过由积分器66求出相乘结果(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)的时间平均，将相乘结果的平均值<(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)>作为信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量输出。通过由该积分器66求出相乘结果(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)的时间平均，可以提高畸变除去电路2的控制系统的稳定性。
修正系数设定器67中，根据辅助放大器26的通过特性，即，根据辅助放大器26的通过增益和通过相位，事先设定考虑了畸变除去电路2的控制的收敛性和稳定性的修正系数μ。
乘法器68将积分器66输出的残留信号分量<(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)>乘以修正系数设定器67中设定的修正系数μ，根据辅助放大器26的通过特性，由下式(13)求出考虑了畸变除去电路2的控制的收敛性和稳定性的相乘结果即设定值变化量ΔW，向设定值更新器69输出。
ΔW＝μ·<(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)> (13)
设定值更新器69将向量调节器25的更新次数t中的设定值W(t)与乘法器68求出的设定值变化量ΔW相加的结果，作为更新次数t+1中的设定值W(t+1)，由下式(14)求出。
W(t+1)＝W(t)+ΔW
＝W(t)+μ·<(V2A(t)/W(t))*·V2B(t)> (14)
即，设定值更新器69向DA变换器70输出设定值W(t+1)，使得设定值变化量ΔW为最小。
DA变换器70将设定值更新器69输出的设定值W(t+1)变换成模拟信号并向向量调节器25输出。
如上所述，根据该实施例1，控制电路51对从主放大器13的输出取出的信号分量V1A(t)进行数字化，除以向量调节器12的更新次数t中的设定值W(t)，对包含有从功率合成器21的输出取出的残留信号分量的畸变分量V1B(t)进行数字化，求出与除法结果之间的相关，算出畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量，乘以考虑了畸变检出电路1的控制的收敛性和稳定性的修正系数μ，更新设定值W(t)，从而，主放大器13即使是非线性的场合，也可以使控制电路51输出的向量调节器12的设定值W可靠地收敛。
另外，根据该实施例1，控制电路52对从辅助放大器26的输出取出的畸变分量V2A(t)进行数字化，除以向量调节器25的更新次数t中的设定值W(t)，对包含有从功率合成器27的输出取出的残留畸变分量的信号分量V2B(t)进行数字化，求出与除法结果之间的相关，算出信号分量V2B(t)中包含的残留畸变分量，乘以考虑了畸变除去电路2的控制的收敛性和稳定性的修正系数μ，更新设定值W(t)，从而，辅助放大器26即使是非线性的场合，也可以使控制电路52输出的向量调节器25的设定值W可靠地收敛。
实施例2
图10是本发明实施例2的反馈放大器的控制电路51、52的结构方框图，从实施例1的图8中除去了积分器66。另外，该实施例2的反馈放大器的全体结构与实施例1中的图7的结构相同。
接着说明其动作。
控制电路51中，与实施例1相同，乘法器65将来自复共扼器63的复共扼(V1A(t)/W(t))*乘以包含有由AD变换器64变换成数字信号后的残留信号分量的畸变分量V1B(t)，算出相乘结果(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)，将相乘结果(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)作为畸变分量V1B(t)中包含的残留信号分量输出。
乘法器68将乘法器65输出的残留信号分量(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)乘以修正系数设定器67中设定的修正系数μ，根据主放大器13的特性，用下式(15)求出考虑了畸变检出电路1的控制的收敛性和稳定性的相乘结果即设定值变化量ΔW，向设定值更新器69输出。
ΔW＝μ·(V1A(t)/W(t))*·V1B(t) (15)
设定值更新器69将向量调节器12的更新次数t中的设定值W(t)与乘法器68求出的设定值变化量ΔW的相加结果，作为更新次数t+1中的设定值W(t+1)，用下式(16)求出。
W(t+1)＝W(t)+ΔW
＝W(t)+μ·(V1A(t)/W(t))*·V1B(t) (16)
即，设定值更新器69向DA变换器70输出设定值W(t+1)，使得设定值变化量ΔW为最小。
这样，乘法器65的输出不必象实施例1一样由积分器66求出时间平均，而是直接输出到乘法器68，因而可以减少控制电路51中的计算量，提高处理速度。另外，对控制电路52也一样，可以减少控制电路52中的计算量，提高处理速度。
如上所述，根据该实施例2，乘法器65的输出不必象实施例1一样由积分器66求出时间平均，而是直接输出到乘法器68，因而可以减少控制电路51、52中的计算量，提高处理速度，从而提早畸变检出电路1、畸变除去电路2的控制系统的响应性。
实施例3
图11是本发明实施例3的反馈放大器的控制电路51、52的结构方框图。图中，72是瞬时功率检出器，73是除法器，其他结构与实施例2中的图10的结构相同。另外，该实施例3的反馈放大器的全体结构与实施例1的图7的结构相同。
接着说明其动作。
控制电路51中，瞬时功率检出器72检出来自除法器62的V1A(t)/W(t)的瞬时功率|V1A(t)/W(t)|2并向除法器73输出。除法器73将乘法器65输出的(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)除以瞬时功率检出器72检出的瞬时功率|V1A(t)/W(t)|2，将除法结果(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)/|V1A(t)/W(t)|2向乘法器68输出。其他动作与实施例2相同。
这样，通过将乘法器65输出的(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)除以瞬时功率检出器72检出的瞬时功率|V1A(t)/W(t)|2，对(V1A(t)/W(t))*·V1B(t)中包含的残留信号分量进行规格化，在不依存于信号分量的大小的情况下，由于可以进行畸变检出电路1的控制，因而可以提高稳定性。另外，对控制电路52也一样，通过对残留畸变分量进行规格化，在不依存于主放大器13的畸变分量的大小的情况下，由于可以进行畸变除去电路2的控制，因而可以提高稳定性。
该实施例3中，除法器73与乘法器65的输出端连接，也可以与乘法器68的输出端连接。
如上所述，根据该实施例3，畸变检出电路1、畸变除去电路2的控制中，通过对乘法器65算出的残留信号分量、残留畸变分量进行规格化，由于在不依存于输入信号的信号分量的大小、主放大器13的畸变分量的大小的情况下可以进行控制，因而可以进一步提高稳定性。
实施例4
图12是本发明的实施例4的反馈放大器的结构方框图。图中，15是导频信号的振荡器，16是方向耦合器，其他构成与实施例1的图7所示结构相同。
接着说明其动作。
振荡器15输出的规定输出电平的导频信号通过畸变检出电路1的方向耦合器16与输入信号合成并输入功率分配器11。该导频信号的频率设定在输入信号的频带以外，导频信号作为输入信号的信号分量，进行与上述各实施例同样的处理。即，若令导频信号分量为Vp，则可以用信号分量Vs和导频信号分量Vp产生的期望波分量Vs+Vp取代上述各实施例中的输入信号的信号分量Vs，进行各个处理。
如上所述，根据该实施例4，可以获得与实施例1到实施例3同样的效果，同时，将规定的输出电平的导频信号输入畸变检出电路1，通过输入信号的信号分量和导频信号分量产生的期望波分量进行畸变检出电路1的控制，从而，可以正确进行畸变检出动作。
实施例5
图13是本发明实施例5的反馈放大器的结构方框图。图中，17是导频信号的振荡器，18是方向耦合器，其他构成与实施例1的图7所示结构相同。
接着说明其动作。
振荡器17输出的规定输出电平的导频信号通过畸变检出电路1的方向耦合器18与输入信号合成，由主放大器13放大并输入功率分配器20。该导频信号的频率设定在输入信号的频带以外，导频信号作为主放大器13产生的畸变分量，进行与上述实施例1到上述实施例3同样的处理。即，若令导频信号分量为Vp，则可以用畸变分量Vd和导频信号分量Vp产生的无用波分量Vd+Vp取代上述实施例1到上述实施例3中的畸变分量Vd，进行各个处理。
如上所述，根据该实施例5，可以获得与实施例1到实施例3同样的效果，同时，将规定输出电平的导频信号输入畸变检出电路1，通过畸变分量和导频信号分量产生的无用波分量进行畸变除去电路2的控制，从而可以正确进行畸变除去动作。
工业上的利用可能性
如上所述，主放大器及辅助放大器即使是非线性的场合，本发明的反馈放大器也可以使向量调节器的设定值可靠地收敛，因而，适用于卫星通信、地面微波通信及移动装置通信。
Claims (10)
1.一种反馈放大器，它包括：
畸变检出电路，通过由基于设定值控制的向量调节器对输入信号进行振幅和相位的调节，由主放大器进行放大，并与分配的输入信号合成，检出包含有输入信号的残留信号分量的所述主放大器的畸变分量；
畸变除去电路，通过将包含有由所述畸变检出电路检出的残留信号分量的畸变分量由基于设定值控制的向量调节器调节输入信号的振幅和相位后由辅助放大器进行放大的输出和所述主放大器的输出合成，输出包含有残留畸变分量的信号分量；
第一控制电路，将运算操作施加于从所述主放大器的输出取出的信号分量，设定设定值W(t)，使得畸变分量中所包含的残留信号分量最小；
第二控制电路，将运算操作施加于从所述辅助放大器的输出取出的信号分量，设定设定值W(t)，使得信号分量中所包含的残留畸变分量最小，其特征在于，它包括：
所述第一和第二控制电路中的至少一个控制电路，在所述运算操作中进行除以所述向量调节器的设定值W(t)的除法运算，所述主放大器和辅助放大器中的至少一个放大器是非线性。
2.如权利要求1所述的反馈放大器，其特征在于：
所述输入信号或输入主放大器的信号是合成导频信号的信号。
3.如权利要求1所述的反馈放大器，其特征在于：
所述运算操作以数字化方式进行，求出所述除法结果和包含有数字化的残留信号分量的所述畸变分量之间的相关，算出畸变分量中包含的残留信号分量，算出的残留信号分量乘以考虑了所述畸变检测电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给所述向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给所述向量调节器。
4.如权利要求3所述的反馈放大器，其特征在于：
控制电路用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留信号分量的畸变分量，对该相乘结果进行时间平均，算出畸变分量中包含的残留信号分量。
5.如权利要求1所述的反馈放大器，其特征在于：
所述运算操作以数字化方式进行，用所述除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留信号分量的畸变分量，算出畸变分量中包含的残留信号分量，算出的残留信号分量乘以考虑了所述畸变检测电路的控制的收敛性和稳定性的修正系数，更新用以供给所述向量调节器的数字化的设定值，对更新的设定值进行模拟化，提供给所述向量调节器。
6.如权利要求5所述的反馈放大器，其特征在于：
所述相乘结果用所述除法结果的瞬时功率进行规格化，算出畸变分量中包含的残留信号分量。
7.如权利要求3所述的反馈放大器，其特征在于：
所述输入信号或输入主放大器的信号是合成导频信号的信号。
8.如权利要求7所述的反馈放大器，其特征在于：
所述控制电路用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留期望波分量的畸变分量，对该相乘结果进行时间平均，算出畸变分量中包含的残留期望波分量。
9.如权利要求5所述的反馈放大器，其特征在于：
所述输入信号或输入主放大器的信号是合成导频信号的信号。
10.如权利要求9所述的反馈放大器，其特征在于：
所述控制电路用除法结果的复共扼乘以包含有数字化的残留期望波分量的畸变分量，该相乘结果用所述除法结果的瞬时功率进行规格化，算出畸变分量中包含的残留期望波分量。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP123327/01 | 2001-04-20 | ||
| JP123327/2001 | 2001-04-20 | ||
| JP2001123327A JP3720276B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | フィードフォワード増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1437794A CN1437794A (zh) | 2003-08-20 |
| CN1255941C true CN1255941C (zh) | 2006-05-10 |
Family
ID=18972905
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB018113338A Expired - Fee Related CN1255941C (zh) | 2001-04-20 | 2001-07-17 | 反馈放大器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3720276B2 (zh) |
| KR (1) | KR100456252B1 (zh) |
| CN (1) | CN1255941C (zh) |
| WO (1) | WO2002087078A1 (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100576767C (zh) * | 2005-06-03 | 2009-12-30 | 株式会社Ntt都科摩 | 多频带用前馈放大器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2945447B2 (ja) * | 1990-07-11 | 1999-09-06 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| US5963091A (en) * | 1998-04-01 | 1999-10-05 | Chen; Jiunn-Tsair | Article comprising a power amplifier with feed forward linearizer using a RLS parameter tracking algorithm |
| JPH11355057A (ja) * | 1998-06-11 | 1999-12-24 | Fujitsu Ltd | 歪み補償アンプの制御方法 |
-
2001
- 2001-04-20 JP JP2001123327A patent/JP3720276B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-17 WO PCT/JP2001/006181 patent/WO2002087078A1/ja active IP Right Grant
- 2001-07-17 KR KR10-2002-7015442A patent/KR100456252B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-07-17 CN CNB018113338A patent/CN1255941C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100456252B1 (ko) | 2004-11-10 |
| KR20030014229A (ko) | 2003-02-15 |
| JP2002319829A (ja) | 2002-10-31 |
| WO2002087078A1 (fr) | 2002-10-31 |
| JP3720276B2 (ja) | 2005-11-24 |
| CN1437794A (zh) | 2003-08-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1023173C (zh) | 补偿放大电路非线性的方法 | |
| CN1131640C (zh) | 像点时钟再生方法及装置 | |
| CN1308914C (zh) | 噪声抑制装置和方法 | |
| CN1249932C (zh) | 通信装置及通信方法 | |
| CN1692551A (zh) | 差动放大器及运算放大器 | |
| CN1756084A (zh) | 具有增益控制功能的δς调制电路 | |
| CN1409577A (zh) | 台词分量强调装置 | |
| CN1462153A (zh) | 功率放大器 | |
| CN1968020A (zh) | 用于稳定数字锁相环的传递函数的方法和设备 | |
| CN1761498A (zh) | 呼吸辅助设备及其调节方法 | |
| CN1957395A (zh) | 主动降噪装置 | |
| CN1601892A (zh) | 带预畸变方式畸变补偿功能的放大器 | |
| CN1272902C (zh) | 失真补偿装置 | |
| CN1274082C (zh) | 功率控制电路和发射机 | |
| CN1925622A (zh) | 视频信号处理装置、摄像装置以及视频信号处理方法和程序 | |
| CN1231011C (zh) | 自动增益控制装置 | |
| CN1196261C (zh) | 滤波器及获得滤波器系数的方法 | |
| CN1788414A (zh) | 检测电路及检测电路的调整方法 | |
| CN1255941C (zh) | 反馈放大器 | |
| CN1203617C (zh) | 高频信号接收装置 | |
| CN1219358C (zh) | 数字广播接收装置 | |
| CN1538784A (zh) | 音响信号处理装置及其方法 | |
| CN1246958C (zh) | 预失真线性化电路 | |
| CN1462113A (zh) | 放大器电路，传输装置，放大方法和传输方法 | |
| CN1934813A (zh) | 无线系统以及无线通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C19 | Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |