CN1241324A - 用于变频的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于倍频的设备和方法,由此,产生其频率是输入信号(IN)的频率的倍数的输出信号(O)。通过把输入信号(IN)加到场效应晶体管(5)的栅极(G)上,在漏极(D)与源极(S)之间的晶体管(5)的沟道的电导被做成随输入信号(IN)步进地变化。由于输入信号(IN)也被加到晶体管的漏极(D),由此,产生了以输入信号的频率的倍数频率的功率。

Description

用于变频的设备和方法

发明技术领域

本发明涉及用于，当从第一信号出发时，产生其频率是输入信号频率的倍数的第二信号的设备和方法。

本发明也涉及用于射频信号的变频的设备，和用于在射频连接上传输语音和/或数据通信的设备。

发明背景和相关技术描述

在射频技术中常常需要产生高频信号，例如在发射机或接收机中，其中使用所谓的本地振荡器，以便把来自天线的进入的信号变换成中频(超外差接收)。在变频时，产生两个频率，它们分别相应于进入信号的频率与本地振荡器的频率的和值以及这些频率之间的差值。为了达到两个所产生的频率的良好的分离，通常选择本地振荡器频率与进入信号的频率具有同样的量级。

在许多情况下，需要能够在变频前通过设备来倍频本地振荡器的频率，这样，输出信号具有频率N·f₀，其中N是整数，以及f₀是输入信号频率。这样的倍频通常是借助于有源元件，例如场效应晶体管或双极型晶体管中的非线性产生的，或替换地通过使用二极管中的非线性产生的。

产生二倍频或三倍频的通常的方法是使用放大器电路中的有源元件，以及给该元件加偏压到接近受抑制的情况，这样，输出信号被限幅，从而发生畸变并有很多谐波。然而，这种类型的倍频器存在许多问题。例如电稳定性会是一个敏感的问题，因为有可能随着某个偏压或功率电平而发生自激振荡。而且，例如，在有源耦合的场效应晶体管中栅极有反向电击穿的危险，对于所讨论的元件伴有可靠性问题。而且，这些有源倍频器的性能对于输入功率和晶体管参量的变化也很敏感。

二极管也可用于频率高到或超过1000GHz的倍频。然而，它们需要相对较高的输入功率，并通常具有较低的变频效率，即输入功率中被转换成想要的频率的功率的部分相对较低。在未来的射频系统中，在微波领域可以预期微波电路在很大程度上将被做成单片集成电路，MMIC。这些电路在有源元件，即，晶体管方面，通常是最佳化的，而用MMIC做的二极管通常不如分立的二极管，因为理想性因素和串联电阻明显较高。所谓理想性因素是指恒定量，由此，理想二极管方程可适合于二极管的真实特性。

在美国专利US 4 907 045中，给出一种倍频器，其中场效应晶体管类型的半导体元件中的沟道被用作为无源非线性元件。所谓无源是指对于元件或设备功能，不消耗直流功率或消耗的直流功率量是可忽略的。通过使用隧道效应，在元件的电流-电压特性中得到负阻区域，这样，流过元件的电流随着元件上的线性增加的电压而交替地上升和下降。当频率f_IN的周期电压被加到元件上时，产生一个电流，它即使不滤波也是以频率f_IN的谐波占优势。所描述的元件需要特定的半导体结构，它是难以生产的和市面上没有出售的。因为元件还有负的微分电导，所以不可避免地在某个频率上有自激振荡的风险。

在美国专利US 4 734 591中，给出一种有源倍频器，它在共源极的放大器电路中基于具有两个栅极的FET-晶体管而构建的。输入信号以这样的方式被耦合到这两个栅极，以使得在两个栅极电压之间造成180°的相位差。通过对FET-晶体管的沟道的适当的偏置，流过沟道的电流将以两倍于输入信号频率的频率分量占优势。正如所有有源倍频器那样，在本文中描述的技术具有明显的缺点：它消耗功率。而且，有源倍频器常常导致稳定性问题。变频器在某些情况下趋向于不稳定，并开始振荡。

发明概要

如上所述，在许多情况下，希望能够产生一种用于实行倍频，即从输入信号出发产生输出信号的设备和方法，其中输入信号和输出信号，每个包括至少一个频率分量，以及其中输出信号的频率分量是输入信号的频率分量的倍数。具体地希望能够进行倍频，其中合并有高的变换效率和绝对的电稳定性。还希望这些设备和方法能应用于微波和毫米波频率。为满足这些希望，以前一直存在着问题。

本发明通过采用所谓的电阻性变频来解决这个问题。这个原理是要被倍频的信号被加到时变的导纳。本发明的基础在于，这个电导被做成随输入信号的本身的频率而变化。在本发明中，这样的电导是借助于具有在其上加上输入电压的控制电极的晶体管而得到的。这样，产生了输入信号频率分量的倍数的电流和电压，即产生以频率N·f₁，N·f₂，..，N·f_n的信号功率，其中f₁，f₂，..，f_n是输入信号的频率分量以及N是正整数。借助于场效应管有可能产生这样的电导，其中，电导由在场效应晶体管的源极与漏极之间的晶体管的所谓沟道构成。这个电导通过把输入信号同时加到晶体管的栅极而被做成随输入信号的频率变化。最终的电导因此将随时间周期变化，该时间周期实际上等同于所加的栅极电压的周期。

由于晶体管沟道电导被用来倍频，以及晶体管工作于电阻性区域，所以在漏极和源极之间不需要加上直流电压，这意味着电路不需要任何直流功率。不用直流功率，电路具有的放大量总是小于一，因此电路总是电稳定的。而且，沟道电导相对较容易适合于想要的阻抗大小，例如50欧姆，以使得反射最小化。通过改变栅极的直流偏置，有可能电改变阻抗大小。

因此，本发明的一个目的是产生一种用于当从输入信号出发时，以得到良好的变换效率的方式产生一个其主要频率是输入信号的主要频率的倍数的信号的设备和方法。

本发明的另一个目的是产生一种用于倍频的设备和方法，其中设备将是无条件地电稳定的，不应当消耗任何值得提起的直流功率，具有对于任何参量变化的高的容差，并且便于作为微波单片集成电路(MMIC)来制作与实现。

本发明的再一个目的是产生一种用于倍频的无源设备，其中该设备适合于相同单元的串联，用于产生较高频率的元件。

本发明的再一个目的是产生一种用于高频的射频信号的变频设备，即把射频信号的信息内容从频谱的一个部分变换到频谱的另一个部分。

本发明的又一个目的是产生一种用于在某些波长的射频连接上传输语音和/或计算机通信的设备，在这些波长上，对相位噪声有高要求的振荡器是难以制造的。

本发明的中心优点是，变频器很适合于以微波单片集成电路制作。

本发明的另一个优点是，在变频期间，在输入与输出功率之间的联系基本上保持线性，直到出现饱和为止，这允许调整输出效果。

本发明的另一个优点是，由倍频得出的想要的频率分量上的输出功率能够由控制电极上的直流偏置来控制，这给出了输出功率控制的可能性。

本发明的再一个优点是，在变频期间的阻抗大小很容易适合于想要的大小，以使得反射最小化。

本发明的又一个优点是，它允许倍频，其中在不想要的频率分量上所产生的功率分量保持在低的电平，这简化了滤出想要的频率分量。

下面将参照附图借助于实施方案的例子更详细地描述本发明。

附图简述

图1是信号图，它显示了对于场效应晶体管的电流-电压特性。

图2是显示本发明的优选实施例的方框图。

图3是信号图，它显示了对于图2的实施例的场效应晶体管的电流-电压特性。

图4上显示了信号图，它显示了在图2的实施例的输入端与输出端上的信号之间的关系。

图5是显示相对于结合图2所显示的实施例的替换的实施例的方框图。

图6是对于微波区域的功率分配器的总的方案。

图7上显示了按照本发明设计的三倍频器方框图，其中两个场效应晶体管串联连接。

图8上显示了信号图，它显示了在图7的实施例的输入端与输出端上的信号之间的关系。

图9上显示了按照本发明设计的三倍频器方框图，其中两个场效应晶体管并联连接。

图10上显示了信号图，它对于在图9的实施方案的例子显示了在晶体管沟道上的电压，晶体管沟道电导时间函数和通过该晶体管沟道的最终电流之间的关系。

图11上显示了总体图，它显示了包括有把本振频率倍频的倍频设备的超外差接收机。

图12上显示了总体图，它显示了按照本发明设计的平衡倍频器的例子。

图13是显示按照本发明构建的射频链路的方框图。

图14是显示按照本发明的倍频器的方框图。

图15是信号图，它显示了结合图14给出的实施例的功能。

实施例详细说明

在按照现有的技术的基于二极管的无源倍频器中，以正弦电压形式的输入信号被加到由二极管构成的非线性元件。从以这种方式产生的电流中提取输出信号。当二极管具有由输入信号所加上的周期电压时，二极管的电导，由于二极管的非线性特性，将以输入信号的相同周期变化。

流过二极管的电流根据定义等于二极管电导乘以二极管上的电压。如果二极管电导正比于输入信号，则流过二极管的电流，类似于倍频器的原理(其中两个频率相乘以便产生频率和值以及差值)，将是两倍于输入信号的频率的正弦波形的。然而，在二极管电导与输入信号之间的关系是远离于线性的。结果，二极管电导作为时间的函数将保持大量的频率分量。因而，输出信号也将包含许多频率分量。只有一小部分输出信号功率将被发现为想要的频率分量，这暗示了相对较低的效率。这个关于引入一种以和元件上的电压同样的周期变化的元件电导，并借此产生其频率是倍数的电流和电压的这个原理可被称为电阻性变频。

图1显示了在晶体管的正向上的场效应晶体管电流-电压特性。图上显示了流过从其漏极到其源极的晶体管沟道的电流I_DS，作为在晶体管栅极与其源极之间的电压U_GS的多个离散值处的在漏极与源极之间的电压U_DS的函数。晶体管的工作区域传统地被划分成电阻性区域和饱和区域，如图所示。如图进一步提出的，晶体管电导，它相应于图上的曲线的斜率dI_DS/dU_DS，主要地正比于电阻性区域中的电压U_GS。这个关系特别适合于小的电压值U_DS，但也是对于在电阻性区域内的每个电压值UDS的晶体管电导的适当描述。在这个图1中的电流-电压特性适用于MOS场效应晶体管(金属氧化物半导体)，但同样关系也近似地适用于其它类型的场效应晶体管。

在电阻性区域中的沟道电导率改变可通过取决于电压U_GS的沟道截面而被简化地解释，晶体管沟道的变窄正比于电压值U_GS。从这个简单的模式，可以看到沟道电导的两个极端值：当沟道完全被截断时，和当沟道的全部截面可被使用时。正如所提到的，处在这两个极端值之间的电导基本上正比于在栅极与源极之间的电压U_GS。

在漏极与源极之间的场效应晶体管沟道因此可被用作为可控制的电导。通过以适当的偏置加上相同的电压到场效应晶体管栅极，正如通过晶体管沟道加上的，得到了与所加上的电压相同周期变化的电导。这个电导可被做成随栅极与源极之间的电压U_GS基本上线性地变化，这样作为时间函数的电导成为正弦形的。如果在沟道上的电压也被看作为正弦的，则由这个方法所产生的电流将是多个频率分量的和，其中的二次谐波，它相应于所加的电压的频率的两倍，将形成总电流的重要部分。利用在栅极与源极之间的电压U_GS的更高的幅度，也可得到近似方形的电导函数。然后，场效应晶体管主要起到开关的作用，它在高电导和低电导之间变化。而且，对于电导的正弦的与近似方形的时间函数之间的所有形状当然也是可想象到的。

图2上显示了按照本发明的示意性实施例。频率为f₀的基本上正弦的输入信号经过缓冲器1和第一带通滤波器2被引导到场效应晶体管5的漏极D。缓冲器的任务是隔离缓冲器的输入端不受输出端处的电路的影响。缓冲器1在这里由简单的放大器级实现。

在这个实施例中，场效应晶体管是带有肖特基栅极的GaAs-FET(砷化镓-场效应晶体管)，所谓的MESFET(金属半导体场效应晶体管)，它特别适合于微波集成电路MMIC，但许多其它类型的场效应晶体管，例如所谓的HEMT(高电子迁移率晶体管)或MOSFET在这种连接中也是可以想象得到的。场效应晶体管5还配备有栅极G和源极S。在漏极D和源极S之间，场效应晶体管具有一个沟道，其电导取决于在栅极G和源极S之间的电压。源极S被连接到地。漏极D也被连接到第二带通滤波器6。第二带通滤波器6具有的中心频率是第一带通滤波器2的中心频率的两倍。该电路的输出信号O在第二带通滤波器6的输出端处得到。

输入信号IN也被连接到适配器电路3，它适配信号的电压幅度，并把它移相一个相位角。利用这个相位角，在所产生的不同频率分量之间的关系可被影响。对于按照本发明的这个实施例的倍频器，为了良好的变换效率，相位角可有利地被选择为近似等于90°或270°。适配器电路3的输出端与场效应晶体管5的栅极G相连接。而且，栅极G具有经过电感器4加上的偏压V_G。这个电感器4具有半隔离功能，通过它对于信号频率电压具有高阻抗以及同时对于直流电压具有低阻抗。

通过该输入信号IN，被叠加在适当的偏压上，被加到场效应晶体管的栅极G，在场效应晶体管的漏极D和源极S之间的电导将被做成为以与输入信号IN相同的频率f₀变化。想要的混频产物，在本例中是2f₀，经过第二带通滤波器6被提取出，这导致频率2f₀通过到输出端。二倍频率的输出功率也能够由栅极G上的直流偏置控制，这使得控制输出功率成为可能，如果想要有AGC(自动增益控制)功能的话。而且，在输入和输出功率之间的联系是线性的，直到二倍频器饱和为止，这是一个优点，如果希望调整输出功率的话。

当沟道电导被使用于倍频和晶体管工作在电阻性区域时，不一定要在漏极D和源极S之间加直流电压，这意味着，该电路不需要任何直流功率，因而它是无源的。由此也得出，电路具有的放大量小于一，因此电路总是电稳定的。而且，阻抗大小处在实际数值，沟道电导相对较容易适合于想要的阻抗大小，以使得反射最小化。通过改变栅极G上的直流偏置，有可能电改变阻抗大小。

大大地简化后，在漏极D与源极S之间的电导，在以下被称为时间t的函数G(t)，为简明起见，可被看作为直接正比于在栅极G与源极S之间的电压。如果输入信号是具有相位频率ω₀的纯正弦波形，以及加上适当的偏置，则电导G(t)可作为可想象的功能的例子被写为：

G(t)≈G₁[1+cos(ω₀t+)]

其中G₁表示电导G(t)的平均值，以及表示在电导G(t)与输入信号之间的相位差。如果在漏极D与源极S之间的电压，在这里它具有参考值u_DS(t)，多少简化地，可被看作为直接正比于输入信号IN，则对于在漏极D与源极S之间的电压的以下的函数被得出为：

u_DS(t)＝U₁cosω₀t

其中U₁表示在漏极D与源极S之间的电压的幅度。在这种情况下，对于流过晶体管沟道的电流i_DS(t)被得出为：

i_DS(t)≈u_DS(t)·G(t)＝G₁U₁cosω₀t+(G₁U₁/2)·[cos+cos(2ω₀t+)]

如果相位角是90°，或替换地是270°，则直流分量变成为零：

i_DS(t)≈G₁U₁cosω₀t(G₁U₁/2)·sin2ω₀t

按照这个简化计算，电流i_DS(t)因此包含两个频率分量：基频和二次谐波。通过用这种方法压缩更高阶的频率分量，相对于先前已知的解决办法来说，滤波可被大大地简化。

为了达到更高的变换效率以使得二倍频的功率相对于所传递的功率来说最大化，在最大值与最小值之间的关系应当尽可能地大。这是通过在栅极与源极之间的电压的大的幅度达到的，这样，电导近似成为方形的。由此，除了双倍频的高功率，还获得在更高阶次频率分量处的功率。可以通过在适配电路3处的不同相移和通过改变栅极G处的偏压V_G来控制在不同频率分量之间的关系，使得电导作为时间函数的脉冲关系改变。因此，如图2所示的倍频器通过适当选择带通滤波器2和6也能被用来产生三次谐波，它相应于基频的三倍的频率，由此，用作为三倍频器。

利用这个实施例，可产生近似为-5dB的变换效率。由此，单级晶体管级对于把电压电平返回到输入信号的信号电平是足够的。例如，这可按照熟知的现有技术本身通过在倍频器的输出端上的并联反馈耦合的FET而达到，它给出宽的带宽和6-10dB的放大量。

图3上显示了按照图2的实施例的电路中的场效应晶体管的电流-电压特性。适配器电路3中的相移在这里等于90°，沟道电导被做成随栅极与源极之间的电压基本上线性地变化。在漏极与源极之间的电压在这里被给出为参考值U_DS，而I_DS是指流过晶体管沟道的电流。由于沟道电导相对于输入信号IN相位旋转90°，所以将得到一个在场效应晶体管的电阻性区域中描绘出一个“8”字的电流-电压曲线。

图4，其中t代表时间，显示了对于实施例的同一个例子的在输入信号IN之间的关系；在时间与源极之间的电压u_GS；沟道电导G_k；流过晶体管沟道的电流i_DS；以及滤出的输出信号O。电流i_DS显示了非常接近于零的直流分量。

按照(相对于上面所描述的)本发明的替换实施例，晶体管漏极也给予偏压。因此，晶体管沟道上的电压经受直流分量。通过适当选择在栅极和漏极上的各自不同的偏压，如果晶体管沟道电导被做成与沟道上的电压反相地正弦变化，则能够产生流过晶体管电导的电流，其中基频即使不滤波也可被最小化，同时较高阶的频率分量的功率保持在极低的电平上。

而且，可以想象以同样方式使用双极型晶体管，例如HBT(超结型双极型晶体管)，而不用场效应晶体管作为开关。在这种情况下，在一个优选地正比于输入信号的电流被加到晶体管的集电极与发射极之间的同时，一个取决于输入信号的电流被注入到双极型晶体管的基极。因此，就此而言，晶体管可被控制成使得它被交替地截断和饱和。

因此，得到在集电极和发射极之间流过晶体管的富于谐波的电流，其中想要的频率分量可被滤出。以类似于场效应晶体管的方式，谐波之间的关系通过改变在双极型晶体管的基极与其集电极之间的相位差和通过改变注入到基极的电流中的直流电流分量而被影响。

图5是显示相对于结合图2所描述的实施例的另一个替换实施例的方框图。输入信号IN的功率借助于功分器20这样地划分成第一部分和第二部分，以使得第一部分包含大多数功率。这个第一部分经过第一滤波器22被传送到场效应晶体管25的漏极，该场效应晶体管也以传统方式装备有源极和栅极。在倍频期间得到的在漏极和源极之间的电压在图上具有参考值u_DS。在漏极和源极之间，有一个沟道，沟道的电导取决于在栅极与源极之间的电压。源极被连接到第二滤波器26，在其输出端处得到输出信号O。

输入信号IN的功率的所述第二部分经过适配器电路23被提供给晶体管25的栅极，在本例中，适配器电路把信号相位旋转90°。通过适当地适配分别被提供到场效应晶体管25的漏极和栅极的信号的信号电平和经过电感24被加到栅极的偏压V_G，晶体管25被做成工作在其电阻性区域。有利地，被提供到栅极的信号的信号电平可被这样适配，以使得晶体管沟道电导主要只采取两个离散值，这样晶体管用作为开关，它在高的和低的电导大小之间切换。因此，在晶体管25中将产生在输入信号频率的倍数处的信号功率。滤波器22被适配来发基频，以及衰减和反射更高频率的分量。然而，滤波器26被适配来衰减和/或反射基频，以及发射更高频率的分量到输出信号O。

所描述的实施例可有利地被用作为二倍频器，以便于产生第二谐波。通过改变偏压V_G，所产生的频率分量的相对强度可被控制。因此，例如，可以对三次谐波有利的。

图6上详细地显示了无源功分器20，它在这里是带有三个端口的Wilkinson-分配器。Wilkinson-分配器，按照本身已知的技术，把来自第一端口P₁的输入功率分到两个输出端口P₂和P₃，由此给出了在输出端口之间的隔离。通常，Wilkinson-分配器20由三条传输线L₁、L₂和L3组成，它们在各个传输线的一个端头处连接在一起。在本例中，这些传输线是带状线导体，但它们也可用其它的已知方法来实现。在离这个端头的距离λ/4处，相应于输入信号的四分之一波长，电阻R_W被连接在传输线L₂和L₃的另一个端头之间，其中也连接了两个导体L₄和L₅。

如果按照对于Wilkinson分配器的已知技术，传输线导体的特性阻抗互相匹配并与电阻R_W匹配，以及输出端口P₂和P₃终端端接没有反射，则电阻R_W中没有电流，由此Wilkinson分配器真正成为无损耗的。如果端口之一的负载阻抗是不适配的，则从该端口的反射信号部分地被电阻吸收。反射信号中的部分功率也被返回到输入端，但只要另一个输出端口是适配的，就没有功率转移到该端口。

为了得到比二倍频更高的频率分量，可有利地组合多个场效应晶体管。两个基本上相同的场效应晶体管的串联很适用于三倍频。如果两个串联耦合的场效应晶体管被这样安排，以使得它们各自的沟道电导G_FET1(t)和G_FET2(t)在一级近似下假定是正比于正弦输入信号，并互相为反相的，这样，以下表示式成立：

G_FET1(t)≈G₃[1-cos(ω₀t+)]

G_FET2(t)≈G₃[1+cos(ω₀t+)]

其中G₃表示电导的幅度，是相对于输入信号的相位角，t表示时间，以及ω₀表示输入信号的角频率，对于由串联耦合的场效应晶体管的组合电导的以下的表示式被得到为：

G_F(t)＝G_FET1(t)·G_FET2(t)/[G_FET1(t)+G_FET2(t)]≈(G₃/4)·[1-cos(2ω₀t+2)]

组合的电导G_F(t)因此近似正比于正弦信号，其频率是输入信号的频率的二倍。

如果电压u_IN(t)，它正比于输入信号，被加到这个组合的电导G_F(t)，那麽，如果电压u_IN(t)服从以下表示式：

u_IN(t)＝U₃cosω₀t则得出电流i₃(t)流过两个场效应晶体管沟道，它可按照以下函数被描述：i₃(t)＝u_IN(t)·G_F(t)≈(G₃U₃/8)·[2cosω₀t-cos(ω₀t+2)-cos(3ω₀t+2)]

电流i₃(t)因此将主要包含两个频率分量：基本角频率ω₀和三次谐波。如果相位角是180°的倍数，则基频的幅度最小，并得出电流i₃(t)的以下表示式：

i₃(t)≈(G₃U₃/8)·(cosω₀t-cos3ω₀t)

图7上显示了按照以上描述的原理工作的三倍频器的简化方框图。两个基本上相同的场效应晶体管36和37，每个具有栅极G₅，G₇，漏极D₆，D₇，源极S₆，S₇以及在漏极与源极之间的沟道，通过场效应晶体管37的漏极D₇被连接到场效应晶体管36的源极S₆而串联连接。场效应晶体管37的源极S₇被连接到地。输入信号IN经过放大器电路31和带通滤波器38被馈送到场效应晶体管36的漏极D₆。带通滤波器39也被连接到场效应晶体管36的漏极D₆。在这个带通滤波器的输出端处，得出三倍频器的输出信号O。

输入信号IN经过两个适配器电路32和33也被分别耦合到场效应晶体管36的栅极G₆和场效应晶体管37的栅极G₇。适配器电路32在输入端与输出端之间具有180°的相移，而适配器电路33并不相位旋转该信号。在所有其它方面，在适配器电路32，33的输出端处的信号优选地是相同的。因此，场效应晶体管36的栅极G₆被提供有一个信号，它是与输入信号以及被加到场效应晶体管37的栅极G₇的信号反相的。场效应晶体管36的栅极G₆通过电感35被提供有一个偏压V_G2。同样地，场效应晶体管37的栅极G₇通过电感34被提供有一个偏压V_G1。在本实施例中，偏压V_G1具有与偏压V_G2相同的值。如果偏压V_G1和V_G2，被加到场效应晶体管的栅极的电压的幅度以及串联的场效应晶体管的沟道被这样适配，以使得晶体管被做成基本上工作在它们的电阻性区域内，则场效应晶体管沟道的电导将反相地以基本上相同的幅度改变。由于输入信号被加到串联的场效应晶体管沟道，所以在将被产生的电流和电压中三次谐波，即具有的频率是输入信号的频率的三倍，将构成重要部分。

图8上显示了对于本发明的本实施例的信号作为时间t的函数的例子。正弦输入信号IN被加到三倍频器上。由此，产生了流过场效应晶体管沟道的电流i₃(t)。由于带通滤波器39适配于比输入信号的频率高三倍的频率，带通滤波器被做成从电流i₃(t)中滤出想要的频率分量。

图9上显示了按照本发明的三倍频器的另一个实施例的简化方框图。两个基本上相同的场效应晶体管46和47，每个具有栅极G₆，G₇，漏极D₆，D₇，源极S₆，S₇以及在漏极与源极之间的沟道，通过场效应晶体管47的漏极D₇被连接到场效应晶体管46的漏极D₆，而并联连接，以及两个源极S₆，S₇被连接到地。输入信号IN经过放大器电路41和带通滤波器48被馈送到两个场效应晶体管46，47的漏极D₆，D₇。带通滤波器49，在其输出端处得出三倍频器的输出信号O，也被连接到漏极。

输入信号IN经过两个适配器电路42和43也被分别耦合到场效应晶体管46的栅极G₆和场效应晶体管47的栅极G₇。适配器电路42在输入端与输出端之间具有180°的相移，而适配器电路33并不相位旋转该信号。因此，场效应晶体管46的栅极G₆被加上一个信号，它是与输入信号以及被加到场效应晶体管47的栅极G₇的信号反相的。在本例中，优选的相位旋转是180°和0°。另外，对于这些相位旋转也可选择其它值。

场效应晶体管46的栅极G₆还通过电感45被加上一个偏压V_G2。同样地，场效应晶体管47的栅极G₇通过电感44被加上一个偏压V_G1。优选地，偏压V_G1和V_G2，以及被加到场效应晶体管的栅极的电压的幅度被这样适配，以使得晶体管被做成开关的作用，它们在高的和低的沟道电导之间交替。在本实施例中，偏压V_G2具有与偏压V_G1相同的数值。当晶体管栅极上的电压反相时，晶体管将替换地具有高的电导。电导G_DSp，它是由两个沟道电感的并联连接而得出的，在这方面将具有基本上方波形状作为时间t的函数，如图10所示。在该图10上，也显示了一个电压u_DS它是电导G上的电压，并基本上正比于输入信号IN。而且还显示了流过电导的最终的电流i_DSp，即流过并联晶体管46和47的电流。

由电压u_DS产生的流过并联场效应晶体管的电流将包括多个谐波频率分量，其中的三次谐波，它具有比输入信号IN高三倍的频率，构成重要部分。频率分量的相对强度可通过调节偏压V_G1和V_G2而被控制，由此，可设置电导G_DSp的脉冲商作为时间t的函数。

为了进一步压缩基频，可以以平衡设计有利地实施本发明。图12显示了按照这个原理实现的实施例。

输入信号在这里被加到功分器120，它具有一个输入端和两个输出端120a和120b。功分器120把输入结果相等地分到其两个输出端120a和120b，以使得在输出端处的信号具有相同的信号电平，并在相位上互相差180°。来自功分器120的输出端120a上的信号被加到第一倍频器模块80，在其中该信号经过第一缓冲器81和第一带通滤波器82被引导到第一场效应晶体管85的漏极。场效应晶体管85还以传统方式配备有栅极，源极，和在漏极与源极之间的沟道。沟道的电导取决于在栅极与源极之间的电压。源极倍连接到地。

输出端120a处的信号也被加到适配器电路83，它包含某个放大量，并把输入信号相移一个相位角。这个相位角在本例中等于90°。适配器电路83的输出端被连接到场效应晶体管85的栅极。而且，该栅极经过第一电感84被加以偏压V_G。

通过来自功分器120的输出端120a上的信号被叠加在适当的偏压V_G上，被加到场效应晶体管85的栅极，在这个场效应晶体管的漏极与源极之间的电导被做成以与输出端120a处的信号相同的频率变化，由此，也是以输入信号IN的频率变化。来自倍频器模块80的输出信号从晶体管85的漏极被提取，并被加到功率合成器121的第一输入端。

来自功分器120的输出端120b被连接到第二倍频器模块90，它包括第二缓冲器91，第二带通滤波器94，第二适配器93，第二电感94，和第二场效应晶体管95，其中这些元件与早先提到的第一缓冲器81，第一带通滤波器84，第一适配器83，第一电感84，和第一场效应晶体管85完全类似地安排。因而，两个倍频器模块80，90基本上具有完全相同的功能。来自倍频器模块90的输出信号从晶体管92的漏极被提取，并被提供到功率合成器121的第二输入端。这个功率合成器121把在其两个输入端处的信号同相相加。由于两个倍频器模块基本上是相同的，所以来自两个倍频器模块的输出信号将具有基本上相同的幅度谱，但由于功分器120将具有不同的相位谱。基频将以180°的相位差被相加，即以抵消干扰而相加。第二谐波，具有的频率是基频的两倍，将以360°的相位差被相加，即同相相加。同样地，N次谐波，其中N是正整数，将以N-180°的相位差被相加。这意味着，所有奇次谐波将趋向于被消除，而所有偶次谐波将被放大。因此，通过本发明的这种平衡的实施例，可得到很好地压缩基频、三次谐波和甚至更高阶的奇次谐波的倍频器，给出二倍频器的理想关系。

为了简明起见，在本实施例中的倍频器被显示为两个相同的倍频器模块80，90，它们都具有和结合图2给出的倍频器同样的工作方式。然而，本领域技术人员将看到，这种平衡的实施例的许多变例都是可能的。例如，实施例可通过使用带有倒相和非倒相输出端的放大器来组合缓冲器81和91而被简化。同样地，适配器83和93也可组合，它们使得无源功分器完全过多。这种平衡实施例的许多进一步的变例的存在是很容易看到的，因为按照本发明的倍频器的几乎所有早先揭示的工作方式可被使用于两个倍频器模块80和90。

在射频技术中，在接收机中常常需要产生高频率的周期信号，其中所谓本地振荡器被用来通过混频把来自天线的进入的信号变换成中频。为了提供不同频带的良好的隔离，本地振荡器频率通常被选择为与进入的信号的频率相同的量级。然而，对于极高的频率，例如超过30GHz，构建振荡在想要的频率上的低相位噪声的本地振荡器是昂贵的。所以，在许多情况下，需要能够在变频以前倍频本地振荡器的频率。

图11上显示了按照本发明的实施例的超外差接收机70的简化方框图。这里，本地振荡器产生比进入的射频信号RF的频率低的频率。这样产生的频率然后在以传统方式与射频信号RF混频以前被倍频，它构成进到超外差接收机70的输入信号。在本发明的实施例中，超外差接收机70是打算用于接收微波信号的。

进入的射频信号RF被提供到混频器73的第一输入端。本地振荡器74产生频率为本地振荡器频率f_LO的正弦信号S_LO这个信号被提供到倍频器设备，包括一系列四个二倍频器74a，..，74d，每个二倍频器按照结合图2所描述的实施例设计。每个二倍频器74a，..，74d产生一个信号，其主要的频率分量是到各个二倍频器的输入信号的主要频率分量的两倍。倍频器74d，位于倍频器链的最后位置，产生混频器信号B，它因此以比本振频率f_LO高16倍的频率占优势，多多少少高于视频信号RF的频率。这个混频器信号B被提供到混频器73的第二输入端。

倍频器链中的倍频器数目在本例中等于四，然而，这只是随机选择的数目。而且，每个倍频器，或替换地某些倍频器，可被做成产生大于二次的谐波。所以，对于在本振频率与射频信号的频段之间的想要的关系，可以得到其中频率等于本振频率f_LO乘以任意整数的混频器信号B。

混频器73，它产生信号S7，基本上执行相应于被加到其两个输入端的信号RF与B的乘法的功能。这导致产生在混频器信号B与射频信号RF之间的和-频率与差-频率。所得到的信号S7被加到带通滤波器76，它滤出想要的混频频率，它在本例中是差频率。因此，得到了信号IF，它被中频放大器77放大。通过这个方法，接收的射频信号频带从微波区域向下移到较低的频率区域。

来自中频放大器77的输出端上的信号被加到以频率解调器形式的检波器，它是按照现有技术构建的，用于解调调频(FM)信号。因此，得到了计算机信号LF。超外差接收也被用于其它类型的信号解调。通过选择适当类型的检波器，超外差接收机70也可被用于，例如，调幅(AM)或调相(PM)信号。

用于发射电话和数据信息的射频链路的使用在今天是通常发生的事件。射频链路常常联合在一起，以使得完整的传输网连同多个射频链路一起构建。业务发源于，例如，电话交换机，然后射频链路把电话业务分配给在接连的链接网络中的用户。另一种常用的应用场合是移动电话，其中射频链路被用来分布到远端或位于不能接入的基站。这方面的例子是地形上的高点或大城市环境，其中使用地面通信是困难和昂贵的。

按照本发明的射频链路，如图13所示，其中射频链路具有基准150，包括两个射频链路收发信机130，140，它们在射频连接上(通常在微波区域)互相通信。在本发明的这个实施例中，射频链路收发信机130，140，每个包括三个主模块：接入模块131，141，射频模块132，142，以及天线模块133，134。

接入模块131，141构成射频链路与周围的接口，并取决于应用，与移动电话系统中的基站通信或与固定电话网的交换机通信。

射频模块132，142的主要任务包括，多少简化地，把语音和/或数据转换到其上发生射频链路收发信机130，140之间的射频连接的频段。在本例中，三个频段处在38GHz。如上所述，然而，制作振荡在这些高频上的很好工作的具有低噪声的本地振荡器是非常昂贵的。射频模块132，142因此包括如以上结合图11所描述的超外差接收机，其中包括倍频器链。由此，有可能制作出较低的本地振荡器频率。而且，倍频器链在发射极侧也被用来以相应的方式产生具有想要的波长的载波。

天线模块133，143的主要部件是抛物面天线，它对准在射频链路150中另一个射频链路收发信机140，130中的相应的天线模块143，133。

在图14上显示了本发明的另一个实施例。这给出了非常简单设计的倍频器。输入信号IN经过第一带通滤波器52被耦合到场效应晶体管55的源极S。这个第一带通滤波器52适合于发射输入信号的基频，并用作为用于这个基频的两倍的频率的信号分量的方框。场效应晶体管55还提供有漏极D和栅极G。在源极S和漏极D之间，有一个沟道。当场效应晶体管处在其电阻性区域时，这个沟道的电导取决于在栅极G与源极S之间的电压。

一个偏压V_G通过电感54被连接到栅极G。而且，栅极也通过电容53被连接到地。栅极G到地的阻抗(由这个电容53确定)在信号频率上是可忽略的。因此，栅极得到等于V_G的恒定的电位，而从信号看来，栅极是接地的。

漏极D被连接到第二带通滤波器56的输入端。在这个第二带通滤波器56的输出端上，得到了输出信号O，该第二带通滤波器被做成允许具有两倍于输入信号IN的基频的信号分量通过，并同时用作为用于这个基频的方框。

图15上显示了这个倍频器的功能，其中t表示时间轴。如果输入信号IN是正弦信号，则在栅极G与源极S之间的电压u_GS将是正弦的，因为从信号看来，栅极G是接地的，并且u_GS相对于输入信号IN将移相180°。当源极上的电位高于栅极上的电位时的间隔期间，沟道电导将非常接近于零。然而，当源极上的电位大大超过栅极上的电位时的间隔期间，沟道电导将取其最大值。通过适当地选择输入信号IN上的信号幅度和偏压V_G，得到了沟道电导的时间函数G_DS的近似方形的图形，如图15所示。经过大大地简化，晶体管在输入信号的部分时间间隔内可被看作为导通的，而其余时间是绝缘的。因此，在漏极D与地之间的电压u_D将得出按照该图的图形。因为电压u_D是具有与输入信号IN相同的基频的重复性信号，所以电压u_D将包含是输入信号的基频的倍数的多个频率分量。通过改变偏压V_G，在导通与绝缘之间的时间关系，即沟道电导的时间函数的脉冲商，可被设置成有利于想要的频率分量。这个想要的频率分量，在本例中等于二倍频，然后用滤波器56滤出。

在本例中，滤波器52和56借助于两个短传输线元件，所谓的传输线分支，来实现。滤波器52和56中的传输线元件每个具有相应于对于基频的四分之一波长的长度，因而是对于二次谐波的半波长。滤波器52中的传输线元件在第一端头处被连接到滤波器52的输入端与输出端以及在第二端头处被短路。

在滤波器52中的传输线元件的第一端头，该元件的相应的第二端头的短路具有的效果为，对于二次谐波，这个传输线单元的输入阻抗几乎成为零，因此它是被短路的。另一方面，对于基频，输入阻抗变成为极高，这样基频可通过滤波器52被发射，而不受传输线元件影响。

在滤波器56中的传输线元件在第一端头处被连接到滤波器56的输入端与输出端以及在第二端头处具有非常高的阻抗。在传输线元件的第一端头，该元件的相应的第二端头的高阻抗具有的效果为，对于二次谐波，这个传输线单元的输入阻抗变成为非常高。二次谐波因此几乎不受传输线元件影响，但几乎能从滤波器56的输入端完全发射到它的输出端。

另一方面，对于基频，这个滤波器56的传输线元件的输入阻抗几乎变成为零，这样基频是短路的。所以，在滤波器56中在这个基频上进入的信号功率将主要地被反射回场效应晶体管55。

与基频同样地，每个奇次谐波在滤波器56中将被短路，并被反射回场效应晶体管。因此，在输出信号O中，将发现，例如，可能产生的三次谐波的信号功率的极小部分。

以上描述的滤波器结构给出了滤波器的极简单的实现方案。它特别适合于MMIC，其中可以没有困难地制造这些分支。然而，这个滤波器实现方案自然只是一个例子；在这方面，许多其它的滤波器结构是可想象得到的。

在本发明的所有的上述的实施例中，进到倍频器的输入信号是周期性的。然而，本发明并不只限于谐波频率分量的倍频；输入信号也可以是包含一个频带的信号，例如调频(FM)的或调相(PM)的信号。在这方面，倍频器被使用来通过加宽频带以增加FM和PM信号的调制指数。

Claims (32)

1.用于加倍被包括在进入的信号(IN)中的多个频率分量的设备，该设备是无源电路，包括具有第一和第二信号连接(S，D)的阻抗设备(5)，其中阻抗设备包括至少一个具有第一和第二元件连接(S，D)的阻抗元件(5)，其中进入的信号(IN)被耦合到所述第一和第二元件连接(S，D)中的一个，以使得在这些第一和第二元件连接(S，D)之间的电压取决于进入的信号(IN)，其特征在于，阻抗元件还包括第三元件连接(G)，以及进入的信号(IN)借助于所述元件连接(S，D，G)被耦合到阻抗元件，以使得电导(G_k)被做成以与进入信号(IN)相同的周期性变化，由此产生了输出信号(O)，包括至少一个频率分量，它是进入信号(IN)的至少一个频率分量的倍数。

2.按照权利要求1的设备，其特征在于，适配器设备(3)被做成产生在第二元件连接(D)与第三元件连接(G)上的信号之间的相位差。

3.按照权利要求1或2的设备，其特征在于，进入的信号(IN)是周期性的。

4.按照权利要求1或2的设备，其特征在于，进入的信号(IN)是调制信号。

5.按照以上权利要求中的任一项的设备，其特征在于，阻抗设备(5)被这样安排，以使得阻抗设备(5)的所述第一和第二信号连接(S，D)中的一个连接具有固定的电位。

6.按照权利要求1到4中的任一项的设备，其特征在于，阻抗设备(5)被这样安排，以使得取决于所述进入信号(IN)的信号被提供到第一信号连接(S)，而所述输出信号(O)产生于从第二信号连接(D)提取的信号。

7.按照以上权利要求中的任一项的设备，其特征在于，该设备包括滤波器(6)以及从这个滤波器(6)得到了输出信号(O)，它被安排成滤出一个频率分量，其频率是进入的信号(IN)的主要频率分量的频率的两倍。

8.按照权利要求1到6中的任一项的设备，其特征在于，该设备包括滤波器(6)以及从这个滤波器得到了输出信号(O)，它被安排成滤出一个频率分量，其频率是进入的信号(IN)的主要频率分量的频率的三倍。

9.按照以上权利要求中的任一项的设备，其特征在于，进入的信号(IN)被耦合到第三元件连接(G)。

10.按照以上权利要求中的任一项的设备，其特征在于，输入信号被这样地连接到阻抗元件(5)，以使得不等于零的电压出现在第二元件连接(D)与第三元件连接(G)之间。

11.按照以上权利要求中的任一项的设备，其特征在于，阻抗元件是场效应晶体管(5)，其中第一，第二和第三元件连接分别由场效应晶体管的源极(S)，漏极(D)，栅极(G)形成。

12.按照权利要求11的设备，其特征在于，场效应晶体管栅极(G)到地的阻抗在对于输入信号(IN)感兴趣的频率区域是可忽略的，这样栅极由此具有固定的电位，以及进入信号(IN)被耦合到源极(S)，这样在栅极(G)与源极(S)之间的电压由此被控制。

13.按照权利要求11或12中任一项的设备，其特征在于，在栅极(G)与源极(S)之间的电压(u_GS)的电压电平，以及在漏极(D)与源极(S)之间的电压(u_DS)被这样地适配，以使得电导(G_k)主要随栅极(G)与源极(S)之间的所述电压(u_GS)线性地变化。

14.按照权利要求11，12，或13中任一项的设备，其特征在于，在栅极(G)与源极(S)之间的电压(u_GS)的电压电平，以及在漏极(D)与源极(S)之间的电压(u_DS)被这样地适配，以使得电导(GK)基本上只取两个大小。

15.按照以上权利要求中的任一项的设备，其特征在于，阻抗元件包括两个阻抗元件(36，37；46，47)。

16.按照权利要求15的设备，其特征在于，进入信号(IN)被耦合到两个阻抗元件(36，37；46，47)的各自的第三连接(G₆，G₇)，以及该设备包括至少一个适配器设备(32，33；42，43)，它被安排来产生在阻抗元件的各自的第三元件连接(G₆，G₇)上的两个信号之间的相位差。

17.用于加倍被包括在第一信号(IN)中的多个频率分量的方法，该方法包括：

-把所述第一信号连接到具有第一和第二信号连接(S，D)的无源阻抗设备(5)，其中阻抗设备包括至少一个具有第一和第二元件连接(S，D)的阻抗元件，这样所述第一信号(IN)被耦合到所述第一和第二元件连接中的一个元件连接，以使得取决于所述第一信号(IN)的电压(u_DS)被加在阻抗元件的所述第一与第二元件连接(S，D)上，

其特征在于以下步骤：

-借助于到阻抗元件(5)的第三连接(G)，通过所述第一，第二，和第三连接(S，D，G)把所述第一信号(IN)连接到阻抗设备(5)，来控制阻抗元件的电导(G_k)，以使得电导(G_k)被做成以与第一信号(IN)相同的周期性变化，以及

-提取第二信号(O)，包括至少一个频率分量，它是第一信号(IN)的至少一个频率分量的倍数。

18.按照权利要求17的方法，其特征在于，第一信号(IN)是周期性的。

19.按照权利要求17的方法，其特征在于，第一信号(IN)是调制信号。

20.按照权利要求17到19中的任一项的方法，其特征在于以下步骤：

-把第一信号(IN)连接到阻抗设备(5)的所述第二信号连接(D)，以及

-产生所述第二信号(O)，发源于从同一个第二信号连接(D)提取的信号，

由此，所述第一信号连接(S)所具有的到地的阻抗，在输入信号(IN)感兴趣的频率区域上是可忽略的。

21.按照权利要求17到19中的任一项的方法，其特征在于以下步骤：

-把取决于第一信号(IN)的信号连接到所述第一信号连接(S)，

-产生第二信号(O)，发源于从所述第二信号连接(D)提取的信号。

22.按照权利要求17到21中的任一项的方法，其特征在于，阻抗元件是场效应晶体管(5)，其中所述第一，第二和第三元件连接分别由场效应晶体管的源极(S)，漏极(D)，栅极(G)形成。

23.按照权利要求22的方法，其特征在于，电导(G_k)被做成基本上随栅极(G)与源极(S)之间的电压线性地变化。

24.按照权利要求22，或23中任一项的方法，其特征在于，电导(G_k)被做成这样变化，以使得这个电导(G_k)基本上只能取两个大小。

25.按照权利要求22到24中的任一项的方法，其特征在于，第一信号(IN)被这样地加到场效应晶体管(5)，以使得不等于零的电压出现在栅极(G)与漏极(D)之间。

26.按照权利要求17到25中的任一项的方法，其特征在于，阻抗设备包括两个场效应晶体管(36，37；46，47)。

27.用于变频的设备，其中输入信号(RF)的频带，包括至少一个频率分量，从第一部分频谱移动到第二部分频谱，该设备包括：

-至少一个倍频器设备(75)，它被安排来，从包括至少一个频率分量的周期性变换信号(S_LO)出发，产生周期性混频器信号(B)，其主要的频率分量是变换信号(S_LO)的主要频率分量的倍数；

-混频器(73)，它被安排来产生一个混频信号(S7)，包括在混频器信号(B)的主要频率分量与输入信号(RF)的频率分量之间的至少一个混合的频率，以及

-滤波器，它被安排来滤波混频器信号(S7)，由此得出输出信号(IF)，

其特征在于，

倍频器设备(75)包括至少一个无源倍频器(75a，..，75d)，该倍频器包括阻抗设备(5)，它包括至少一个具有第一和第二元件连接(D，S)的阻抗元件(5)；

进入的信号(IN)被耦合到所述第一和第二元件连接(S，D)中的至少一个连接，以使得在这些第一和第二元件连接(S，D)之间的电压取决于进入的信号(IN)，

阻抗元件还包括第三元件连接(G)，以及

进入的信号被耦合到阻抗元件(5)，以使得电导(G_K)借助于第三元件连接(G)被做成以与进入信号(IN)相同的周期性变化，借此产生一个输出信号(O)，包括至少一个频率分量，它是进入信号(IN)的至少一个频率分量的倍数。

28.用于通过射频连接传输语音和或数据的射频设备，该射频设备(150)包括至少一个倍频器设备(75)，它被安排来，从包括至少一个频率分量的输入信号(S_LO)出发，产生输出信号(B)，其主要的频率分量是输入信号(S_LO)的主要频率分量的倍数；

其特征在于，

倍频器设备(75)包括至少一个无源倍频器(75a，..，75d)，该倍频器包括阻抗设备(5)，它包括至少一个具有第一和第二元件连接(D，S)的阻抗元件(5)；

进入的信号(IN)被耦合到所述第一和第二元件连接(S，D)中的至少一个连接，以使得在这些第二与第一元件连接(D，S)之间的电压取决于进入的信号(IN)；

阻抗元件还包括第三元件连接(G)，以及

进入的信号被耦合到阻抗元件(5)，以使得电导(G_k)借助于阻抗元件的第三元件连接(G)被做成以与进入信号(IN)相同的周期性变化，借此产生一个输出信号(O)，包括至少一个频率分量，它是进入信号(IN)的至少一个频率分量的倍数。

29.按照权利要求28的射频设备，其特征在于，

射频设备(150)包括两个收发信机(130，140)，该收发信机(130，140)通过射频连接互相通信，

在收发信机(130，140)之间的射频连接发生在至少一个频段，以及

所述两个收发信机(130，140)每个包括：

-接入模块(131，141)，它被安排成构成在射频设备(150)与周围世界的接口；

-射频模块(132，142)，它包括至少一个倍频器(75)，并被安排成把所述语音和/或数据从所述频段发送，以及

-天线模块(133，143)，它包括至少一个天线，指向在射频设备(150)的相应的另一个收发信机(140，130)中的相应的天线模块(143，133)。

30.用于倍频的设备，由此，从第一信号(IN)出发，产生第二信号，其中该设备包括至少一晶体管(5)，取决于第一信号(IN)的信号被加到该晶体管的控制电极(G)，

其特征在于，晶体管被使用作为无源元件，以及第一信号被耦合到晶体管的漏极(D)或它的源极(S)，以使得在漏极(D)与源极(S)之间的电压取决于第一信号(IN)，由此，产生了以第一信号(IN)的频率的至少一个倍数频率的电流和/或电压。

31.按照权利要求30的设备，其特征在于，晶体管(5)是双极型晶体管，其中控制电极(G)是双极型晶体管的基极。

32.用于加倍被包括在进入的信号(IN)中的多个频率分量以及用于产生输出信号(O)的设备，该设备是无源电路并包括阻抗设备(5)，该阻抗设备包括两个其上加有取决于进入信号(IN)的电压(u_DS)的信号连接(S，D)，以及其中在两个信号连接(D，S)之间的阻抗设备的电导(G_k)被安排成随进入信号(IN)变化，

其特征在于，

阻抗设备包括至少一个场效应晶体管(5)，它包括栅极(G)、被耦合到所述两个信号连接中的一个连接的漏极(D)、被耦合到所述两个信号连接中的另一个连接的源极(S)、以及在漏极(D)与源极(S)之间的沟道，其中这个沟道的电导(G_k)取决于在栅极(G)与源极(S)之间的电压(u_DS)，以及

进入的信号(IN)被耦合到场效应晶体管(5)，这样，它控制在栅极(G)与源极(S)之间的电压(u_DS)，以使得沟道的电导(G_k)被做成以与进入信号(IN)相同的周期性变化，由此，产生了以进入信号(IN)的频率的至少一个倍数的频率的电流和/或电压。

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