CN1240103A - 具有灯管电流谷－填补校正功率因数的电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

一个向至少一个气体放电灯管供电的电子镇流器(10)包含一个整流电路(100)，一个线路阻塞整流器(220)，一个大电容(240)，一个逆变器(300)，一个输出电路(400)，和一个充电电路(500)。充电电路(500)连接到输出电路(400)和大电容(240)之间，并且向大电容(240)提供工作电流。充电电路(500)还在AC电源接到镇流器(10)之后，阻止过多的DC电流流经灯管(30)以保护灯管的寿命。在一个推荐的实施例中，充电电路(500)含一个DC阻塞电容(510)，一个灯管电流阻塞整流器(530)，和一个充电整流器(540)。

Description

具有灯管电流谷-填补校正功率因数的电子镇流器
本发明涉及电子镇流器的一般问题，特别是涉及具有灯泡电流谷-填补(valley-fill)校正功率因数的电子镇流器。
为了在供电电源中和在通常的AC(交流)电源下工作的电子镇流器中提供功率因数校正，谷-填补电路被长期地认为是一个简单而廉价的选择。谷-填补功率因数校正的想法是增加整流二极管的导通周期，以改善从AC电源线上吸收电流的波形。这是在一个大(bulk)电容上保持一个等于AC线电压峰值的一部分而达到的。
如图1中表示一个通常的谷-填补电路需要许多二极管(D1，D2，D3)和两个大电容(C1，C2)。在大多数情况下，大电容是大容量高电压的电解电容(比如，47微法，250伏特)，所以成本相当高。因此，显然有要求改变谷-填补的方法，使它只需要单个大电容和少许周边元件。
一个改进的谷-填补电路只需要单个大电容，如图2所示。这个方法用谐振电感(LR)的能量对大电容(CB)充电。可是问题在于因为这个办法要在谐振电感上做一个二次绕组，从而大大的增加了谐振电感的成本和复杂性，并且降低了镇流器的能量效率。
另一个只需要单个大电容的谷-填补办法如图3所示。这个方法用灯管电流ILAMP的正半周对大电容(CB)充电，比图2的办法较便宜，效率也较高。可是它有两个严重的缺点。第一，跨过大电容的电压(VBULK)是AC线电压峰值的固定一部分，这个办法没有设计选择大电容电压的余地，因而不能在功率因数校正(它随着VBULK值降低而改善)和灯管电流波峰因数(它随着VBULK值增加而改善)之间作最佳的权衡。第二，这个办法在AC电源接到镇流器后相当长一段时间内，让大量的DC(直流)电流通过灯管。也就是，开始把AC电源接到镇流器后，在一段时间内，一股DC电流经过灯管使大电容开始充电。这一段相当长的时间DC电流流过荧光灯管，结果是使水银从灯管的一端迁移到另一端。由于每次点着镇流器时，这股电流总是向同一个方向流动，迁移的效应就随着时间而积累起来(除非周期地挪动灯管或掉头重装)，将明显地降低灯管的使用寿命。
因此，一个改进的只要单个大电容的谷-填补电路的电子镇流器，它允许一个可设计调整的大电容电压值，它降低灯管中的迁移效应以维护灯管寿命，它只用少量元件来实现，而且能量效力较高，将会比现在的技术显示出相当多的优点。
图1给出一个通常的谷-填补功率因数校正电路。
图2给出一个第一个现有技术的具有另一谷-填补功率因数校正电路的电子镇流器。
图3给出一个第二个现有技术的具有另一谷-填补功率因数校正电路的电子镇流器。
图4给出一个根据本发明的具有改进的谷-填补功率因数校正电路的电子镇流器。
图5给出根据本发明的一个推荐实施例的，具有改变的谷-填补功率因数校正电路和一个半桥逆变器(inverter)的电子镇流器的线路。
图6给出根据本发明的另一个推荐实施例的，用一个单开关逆变器替换图5中的半桥逆变器的线路。
图7给出根据本发明的一个实施例的，含分路电容的输出电路和充电电路的线路。
图8给出根据本发明的一个实施例的，含第二个谐振电容的输出电路和充电电路的线路。
图9给出根据本发明的一个实施例的，提供灯管灯丝加热电流的输出电路和充电电路的线路。
图4中表示一个向一个或更多的气体放电灯管供电的电子镇流器10。电子镇流器10包含一个整流电路100，一个线路阻塞整流器220，一个大电容240，一个逆变器300，一个输出电路400，和一个充电电路500。
如图4所示，整流电路100包含一对输入端102，104，它们适宜于接收一个交流电流源20，和一对输出端106，108。第一个输出端106连接到一个DC导轨(rail)节点210，而第二个输出端108连接到一个线路接地节点250。线路阻塞整流器220有连接到一个第一个节点230的一个阳极222，和连接到DC火线节点210的一个阴极224。大电容240连接在第一个节点230和线路接地节点250之间。
逆变器300含一对输入接头302，304和一对输出接头306，308。输入接头302，304连接到整流电路100的输出端106，108。在工作时，逆变器300在一对输出接头306，308之间提供一个高频方波电压。输出电路400跨接在逆变器的输出接头306，308，并且有第一和第二条输出线402，404，它们适宜于接到一个或更多的气体放电灯管。为了清楚起见，本发明只表示出并讨论一个灯管30，虽然应当意识到输出电路400是可以改成能接纳许多灯管的。
充电电路500连接在第二条输出线404和第一个节点230之间。在工作时，充电电路500用灯管电流向大电容240供应充电电流。充电电路500还在AC电源接到镇流器10之后，阻止过多的DC电流流经灯管30。
现在转到图5，在一个电子镇流器10的推荐实施例中，充电电路500含一个DC阻塞电容510，一个灯管电流阻塞整流器530，和一个充电整流器540。DC阻塞电容510连接在第二条输出线404和一个第二个节点520之间。灯管电流阻塞整流器530有一个阳极532连接到线路接地节点250和一个阴极534连接到第二个节点520。充电整流器540有一个阳极542连接到第二个节点520，和一个阴极544经过第一节点230连接到大电容240。
如图5所示，整流电路100最好用一个全波二极管电桥120和一个高频旁路电容140实现。高频旁路电容140的容量典型地选择在零点几微法量级，它供应逆变器300吸取的高频电流。建议逆变器300包含按半桥形式联接的第一和第二个逆变器(inverter)开关310，320。第一个逆变器开关310连接到逆变器300的第一个输入接头302和第一个输出接头306之间，而第二个逆变器开关320连接到逆变器300的第一个和第二个输出接头306，308之间。图中的逆变器开关310，320是用双极结型晶体管表示，但也可以用众多可控功率开关器件的任意一种，例如场效应晶体管来实现。逆变器开关310，320由一个逆变器驱动电路330使它们实际上以互补的方式进行高频(超过20000赫兹)开关转换。逆变驱动电路330可以用一个自激振荡装置或一个专用驱动电路，如International Rectifier(国际整流器公司)生产的1R2151型高速驱动集成电路。
在一个镇流器10的推荐实施例中，输出电路400包含一个由谐振电感410和一个谐振电容420组成的串联谐振电路。谐振电感410连接到逆变器300的第一个输出接头306和第一条输出线402之间。谐振电容420连接到第一条输出线402和线路接地节点250之间。在工作中，输出电路400为点燃灯管30提供一个高电压，并且为了以一种高的能量效率方式驱动灯管30，提供基本上是正弦的高频电流。
图6说明另一个可用于镇流器10中的低成本逆变器。单开关逆变器300′包含一个有初级和次级绕组350，360的箝位变压器，一个单逆变器开关340，一个箝位电容370，和一个箝位整流器380。初级绕组350连接到逆变器300′的第一个输入接头302和第一个输出接头306之间。次级绕组360连接到一个第三个节点390和第二个输入接头304之间。逆变器开关340连接到逆变器输出接头306，308之间。箝位电容370连接到第三个节点390和第一个输出接头306之间。箝位整流器380有一个阳极382连接到第三个节点390和一个阴极384连接到第一个输入接头302。单开关逆变器300′的详细工作在批准给Konopka的专利U.S.Patent 5,399,944中论述。
返回到图5，说明镇流器10的详细工作如下。当AC电源开始接到镇流器10时，大电容240和DC阻塞电容510都未充电。在AC电源接到镇流器10一段预定的时间后，逆变器驱动电路330接通并开始以一个接近谐振电感410和谐振电容420的自然谐振频率的频率切换逆变器开关310，320。结果，跨越谐振电容420的两端产生一个高电压，使灯管30点燃并且开始工作。
一旦灯管30始工作，电流开始流入DC阻塞电容510。在一个短暂的时间周期，因为阻塞电容510原本未充电，这个电流就有一个相当大的DC分量。但是由于电容值比较小(例如0.1微法)，电容510很快被充满，立即达到一个等于逆变器输入电压VRAIL的平均值的一半的直流电压。因此，虽然AC电源开始接到镇流器10后，有一股DC电流流过灯管30，它只存在于很有限的一段时间，在灯管30中造成微不足道的迁移效果。
在ILAMP的正半周(即，在这段时间一个正电流从第一条输出线402流出，经过灯管30，流进第二条输出线404)，灯管电流阻塞整流器530被反置，阻止灯管电流直接返回线路接地节点250。另一方面，充电整流器540是正向偏置的，因而ILAMP的每个正半周的主要部分流到大电容240。按照这样办法，ILAMP的正半周用来向大电容240充电。
在ILAMP的负半周(即，在这段时间一个正电流从第二条输出线404流出，经过灯管30，流进第一条输出线402)，灯管电流阻塞整流器530是正向偏置的，为ILAMP从线路接地节点250直接向上流动提供了通道。同时充电整流器540被反置，因而阻止大电容240返过来向充电电路500放电。
再参阅图5，每当AC线电压的循环中被整流的AC线电压|VAC|大于VBULK的时候，线路阻塞整流器220被反置，因而，逆变器300所要求的能量就直接由AC电源20供给。另一方面，每当AC线电压的循环中AC线电压|VAC|小于VBULK的时候，线路阻塞整流器220是正向偏置的，逆变器300所要求的能量就只由大电容240供给。当大电容240向逆变器300供电，在全波电桥120中的二极管是反置的，因此在这段时间没有从AC电源20吸取电流。
上面提到，在采用谷-填补功率因数校正的镇流器中，VBULK的值很大程度上决定了功率因数校正的电平和最后的灯管电流峰值因数。特别是，较高的VBULK值会使峰值因数优化但降低了功率因数校正。反之，较低的VBULK值会使功率因数校正加强，但增加了灯管电流的峰值因数。
在电子镇流器10中，VBULK主要取决于两个因素：(i)电流要求，由逆变器300加于大电容240的ILOAD，和(ii)充电电流量，由充电电路500流向大电容240的ICHARGE。例如，如果ICHARGE增加，而ILOAD不变，则VBULK将增加。反之，如果ILOAD增加，而ICHARGE不变，则VBULK将相应地降低。因而，显然为了得到一个能提供在高水平的功率因数校正和低的灯管电流波峰因数之间作最佳的权衡的VBULK值，很希望有一些设计上的选择，由此使得向大电容提供的充电电流可以调整。这样的设计选择是由于按照图7和8那样改进输出电路400和充电电路500而得到的。
首先转向图7，图示在充电电路上加了一个分路电容550。分路电容550连接到第二条输出线404和线路接地节点250之间，提供一个电流旁路，由此降低流经DC阻塞电容510的电流量，从而降低经过充电二极管540传向大电容240的充电电流量。最后的结果是降低了VBULK。这样，分路电容550对那些希望降低VBULK的应用是有好处的。
现在参阅图8，对那些希望增加VBULK的应用，可以在输出电路400中加一个第二个谐振电容430。由于加了第二个谐振电容430，流经DC阻塞电容510的电流量从仅仅是灯管电流增加到灯管电流和流过电容430的谐振电流之和。于是，流向大电容240的充电电流量就增加，随之使VBULK增加。
总之，当单独的灯管电流作为向大电容240提供恰当的充电电流量，或是过小(VBULK低于最佳值)或是过大(VBULK高于最佳值)时，为了当设计者把VBULK的值设置到对于功率因数校正来说是最佳值，并联电容550和第二个谐振电容430为设计提供了极大的灵活性。
镇流器10也可以被改变从而能向灯丝32，34提供加热电流。这样的结构的一个例子表示于图9的输出电路400′中，其中借助于把谐振电容420与灯丝32，34串联，迫使谐振电流流经灯丝32，34。在结构上，输出电路400′有一个第三条输出线406经过第一个灯丝32接到第一条输出线402和一个第四条输出线408经过第二个灯丝34接到第二条输出线404。在这样的结构中，谐振电容420连接到第三条和第四条输出线406，408之间。输出电路400′还提供了一个优点，就是如果灯管30被取走或者灯丝32，34之一或两者断开或没有和输出线402，404，406，408接好，就使镇流器的输出(即在输出线上提供的功率)自动关闭。
输出电路400′可以选用一个分路电容550，如前面考虑图7的讨论，以降低流向大电容240的充电电流量，从而把VBULK设置到一个期望的值。
已经设计出基本上如图5所示的一个镇流器样板，能够在一般的277伏特(有效值)AC电源上给两个32瓦特的T8型荧光灯供电。在一个实验中测定其功率因数为0.95和总的波形畸变小于30％。测定灯管电流峰值因数为1.7，这是荧光灯厂家考虑保证的灯管额定寿命而允许的典型的最大值。
电子镇流器10具备许多重大的优点，综合地说，它比许多现有的镇流器电路优越。首先，从元件的数量，材料成本，和制造的简便来说，镇流器10是极便宜的。第二，由于一个用灯管电流向大电容240充电的有效率的充电电路500，镇流器10以低功率损失工作。此外，镇流器10大大地限制在镇流器10通电以后DC电流流过灯管的时间，基本上消除了灯管中有害的迁移效应。还有，镇流器10提供一个设计--可调的大电容电压，因而允许设计者可以权衡在功率因数校正的要求和灯管电流峰值因数的要求之间得到最佳的折衷。最后的结果是一个功率因数校正的电子镇流器，它不仅成本合算和有能量效率，而且还保证灯管的工作寿命。
虽然本发明是参照某些推荐实施例来说明的，但内行人士可以作出许多改变和变化而不离本发明的新精神实质和范围。

Claims (10)

1.一个至少向一个气体放电灯供电的电子镇流器，包含：
一个整流电路，其中包含一对适合接受交流电源的端，一个连接到一个DC导轨节点的第一个输出端钮，和一个连接到一个线路接地节点的第二个输出端；
一个线路阻塞整流器，该整流器有一个连接到第一个节点的阳极和一个连接到DC导轨节点的阴极；
一个连接到第一个节点和线路接地节点之间的大电容；
一个具有一对输入接头和一对输出接头的逆变器，输入接头被连接到整流器的输出端；
一个跨接逆变器的输出接头的输出电路，输出电路有第一条和第二条可以连接至少一个气体放电灯的输出线；
一个连接到第二条输出线和第一个节点之间的充电电路，该充电电路可用以供给大电容的工作电流，并且用这个电流阻止在AC电源接到镇流器后流过灯管过量的DC电流。
2.权利要求1的电子镇流器，其中充电电路包含：
一个连接到第二条输出线和一个第二个节点之间的DC阻塞电容；
一个灯管电流阻塞整流器，该整流器有一个连接到线路接地节点的阳极和一个连接到第二个节点阴极；和
一个充电整流器，该整流器有一个连接到第二个节点的阳极和一个连接到第一个节点的阴极。
3.权利要求1的电子镇流器，其中整流电路还包含：
一个全波二极管电桥；和
一个高频旁路电容，该电容连接到整流电路的第一个和第二个端之间。
4.权利要求1的电子镇流器，其中逆变器包含：
一个第一个逆变器开关，该开关连接到逆变器的一个第一个输入接头和一个第二个输入接头之间；和
一个第二个逆变器开关，该开关连接到逆变器的第一个和第二个输出接头之间。
5.权利要求1的电子镇流器，其中逆变器包含：
一个箝位变压器，该变压器有一个连接到逆变器的第一个输入接头和第一个输出接头之间的初级绕组，和一个连接到第三个节点和线路接地节点之间的次级绕组；
一个连接到逆变器的第一个和第二个输出接头之间的单独逆变器开关；
一个连接到逆变器的第三个节点和第一个输出接头之间的箝位电容；和
一个箝位整流器，该整流器有一个连接到第三个节点的阳极和一个连接到逆变器的第一个输出接头的阴极。
6.权利要求1的电子镇流器，其中输出电路还包含：
一个连接到逆变器的第一个输出接头和输出电路的第一条输出线之间的谐振电感；和
一个连接到输出电路的第一条输出线和线路接地节点之间的第一谐振电容。
7.权利要求6的电子镇流器，其中输出电路还包含一个连接到输出电路的第一条输出线和第二条输出线之间的第二个谐振电容。
8.权利要求6的电子镇流器，其中充电电路还包含一个连接到第二条输出线和线路接地节点之间的分路电容。
9.权利要求8的电子镇流器，其中输出电路还包含一个连接到输出电路的第一条输出线和第二条输出线之间的第二个谐振电容。
10.权利要求1的电子镇流器，其中：
输出电路还包含：
一个连接到逆变器的第一个输出接头和输出电路的第一条输出线之间的谐振电容；
一条经过一个气体放电灯第一个灯丝连接到第一条输出线的第三条输出线；
一条经过一个气体放电灯第二个灯丝连接到第二条输出线的第四条输出线；和
一个连接到第三条第四条输出线之间的第一个谐振电容；和
充电电路还包含一个连接到第二条输出线和线路接地节点之间的分路电容。
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