CN1240085C - 无铁芯印刷电路板型变压器 - Google Patents

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Abstract

本发明披露了一种直接设置在印刷电路板相对两侧的无铁芯变压器，即该变压器无需铁氧体铁芯。本发明的变压器有宽阔的可用频率，特别可以为驱动MOSFET和IGBT元件提供绝缘的栅极驱动电路。当上述元件的开关频率在低于变压器的可用频率之下，可以使用载波信号加以调制。由于该变压器可在惯用的调制解调器频率上操作，所以也可应用在数码数据通讯的调制解调器上；由于体积很薄，也可应用在液晶体显视屏的电路上和微型电路上。

Description

无铁芯印刷电路板型变压器
本发明涉及一种印刷电路板型变压器，特别的是涉及一种可以用作为功率逆流器及变流器的栅极驱动电路提供绝缘的变压器。本发明同时还涉及与变压器并用的栅极驱动电路。但也可用在一般需要体积很薄的电路和微型电路上应用。
功率逆流器和变流器的栅极驱动电路，例如MOSFET和IGBT这类的电子开关，通常要求电气绝缘。在各种可以采用的绝缘技术中，使用隔离变压器可能是最佳方法之一。但是，手工绕制的变压器和电感器生产成本较高，而且并不能直接成为印刷集成电路的一部分，因此，近期有致力找出人手制变压器的代替品的研究。
近期的研究方向是直接将变压器和/或电感器线圈绕在印刷电路板上。在J.M.Bourgeois.″PCB Based Transformer for Power MOSFET Drive″，IEEE APEC′94pp.238-244可以找到这个方法的例子。除了成本因素之外，印刷电路板型的变压器和/或电感器受欢迎的原因是其具有自动化生产的可能性。
Bourgeois提出一种印刷电路板型变压器，用以绝缘大功率MOSFET装置的栅极驱动电路。这个变压器的线圈印在双面的印刷电路板(PCB)上。但是，Bourgeois的方案仍然需要铁氧体铁芯，Bourgeois方案具有一个优点是避免了人工绕制的变压器的使用，因为不能将不折断的铁氧体铁芯圈穿过印刷电路板，所以在Bourgeois提出的方法中不能使用普通的铁氧体铁芯圈。而是将一套U-I铁芯或U-U铁芯粘在一起，形成所要求的封闭的磁路代替使用这种铁氧体铁芯。
虽然Bourgeois的构思在减低生产成本和提高自动化生产方面有进步，但这些好处因需铁氧体铁芯以及两个这样的铁氧体铁芯粘在一起而有所限制。
本发明的一个目的在于提供一种无铁芯的印刷电路板型的变压器。因为完全不需要变压器铁芯，所以可以减低成本，大大简化了自动化生产的过程。
根据本发明所提供的无铁芯印刷电路板型变压器包括初级线圈和次级线圈，分别蚀刻在印刷电路板相对的两面上，在它们中间没有铁芯。
这种设计中，用传统的蚀刻印刷电路板技术，根据本发明的变压器在双面印刷电路板的相对侧设置“线圈”为导电的螺旋形轨，则变压器可以直接设置在印刷电路板上。由于不需要使用铁氧体铁芯，制造过程可以简化并可以做为自动化生产的一部分。这种变压器可以应用在信号和能量的传送。
根据变压器线圈的尺寸、初级及次级线圈的匝数、输送给次级线圈的负载的性质及大小，这种变压器可以在宽阔的频率范围内操作。在信号传送的应用上，输入电流最小时可以得到最佳操作频率，最佳操作频率和该变压器等效电路的最大阻抗频率相符。
一般而言，该变压器的可用频率大概在100KHz至20MHz之间。当频率低于100kHz时，变压器的能量损耗可能是一个相当严重的问题，不过，通过使用调制的输入技术，该变压器可以在频率低于100kHz的情况下使用。该变压器可以在高频率载波信号被低频率信号调制的情况下操作。举例来说，载波信号频率可以是该变压器的可用高频频宽，这个可用频宽是很高的，例如由100KHz至20MHz，而低频信号可以由1Hz至300kHz。高频载波信号应该调较至变压器的最佳操作频率。
根据本发明的无芯印刷电路板型变压器特别适用于MOSFET(金属一氧化物—半导体场效应管)及IGBT(绝缘栅极双极性晶体管)元件的栅极驱动电路内，因为该变压器能将元件和电源绝缘。
根据本发明的无铁芯印刷电路板型变压器提供栅极驱动电路给MOSFET和IGBT元件，其中所述元件的栅极和输入电源被无铁芯印刷电路板型变压器绝缘，所述无铁芯印刷电路板型变压器包括底面互相对应地蚀刻在一块双面的印刷电路板上。
此外，该变压器能在100KHz至20MHz的频宽操作，但是，该变压器在它的最大阻抗频率操作时，效果最理想。如需要在低于可用频宽的情况下驱动栅极，例如在直流电至300kHz，可以通过调制技术，低频的开关信号调制高频的载波信号最好是变压器的最佳操作频率，这个信号通过变压器后会被解调，提供一个低频栅极驱动信号。
根据本发明更提供了一种驱动功率MOSFET和IGBT元件栅极的方法，能够驱动功率MOSFET或IGBT元件，包括通过无铁芯印刷电路板型变压器将栅极与电源绝缘，该变压器的初级和次级线圈是底面互相对应地蚀刻在一块双面的印刷电路板上，两个线圈中间没有变压器铁芯。
栅极可以直接被100KHz至20MHz之间的频率驱动，但是，在变压器的最大阻抗频率之下，变压器的性能最好。如果要用较低频率(例如由直流电至300kHz)驱动栅极，可以通过调制技术，用低频开关信号调制一个在变压器的可用频宽之内的载波信号。
如上文所述，本发明的变压器可以用于信号或能量传送，本发明的无铁芯印刷电路板型变压器的另一个可能的应用是代替用于数码数据传送的调制解调器内的脉冲变压器，调制解调器的数据传送频率恰当地是在直流电至300kHz之间，但较典型地是56KHz。
因为该变压器的体积可以很薄，该变压器也适用于微型电子线路和液晶体电子线路的应用上。
下面结合附图，通过对具体实施例的描述将详细描述本发明，其中：
图1A-E描述五个示例的无铁芯印刷电路板型变压器；
图2是根据本发明的一个实施例，用于调制高频印刷电路板型无铁芯变压器的电路图；
图3是一个与图2相同的电路图，但这个电路包括了电容性负载；
图4A和B显示出图1C-E的变压器的计算和测量出来的初级(a)和次级(b)的线圈电阻
图5A和B显示出图1A-E的变压器在1kΩ电阻性负载条件下，计算的(a)电压增益和(b)相位移；
图6A和B显示出图1A-E的变压器在电容性负载条件下，计算的(a)电压增益和(b)相位移；
图7A和B显示出图1C的变压器在电阻性负载条件下，计算、电脑模拟和测量出来的(a)电压增益和(b)相位移；
图8A和B显示出图1C的变压器在电容性负载条件下，计算、电脑模拟和测量出来的(a)电压增益和(b)相位移；
图9显示出图1C的变压器的功率损耗图；
图10是根据本发明的实施例显示用于测试变压器的实验性栅极驱动电路的电路图；
图11显示出在500kHz频率下，由根据本发明的变压器作为绝缘，测量型号IRFP450的MOSFET的测量栅-源极电压(较上波形)和漏-源极电压(较下波形)；
图12是与图11相类似的图，但频率为1MHz；
图13是与图11和图12类似的图，但频率为2MHz；
图14是与图12相一致的图，但MOSFET为APT5040；
图15是与图12相一致的图，但采用绝缘栅极双极性晶体管(IGBT)IRGPH40KD2；
图16是与图12相一致的图，但占空比为百份之十；
图17是与图16相一致的图；，但占空比为百份之八十；
图18A和B是显示图1C的变压器的计算、电脑模拟和测量出来的(a)电压增益和(b)相位移随著频率的变化；
图19显示出另一个根据本发明的变压器的又一实施例；
图20显示了图19的变压器的高频模拟电路，
图21显示出图19的变压器随著操作频率而变化的预测(实线)和测量(虚线)出来的输入阻抗数值，
图22A和B显示图19的变压器随著操作频率而变化的预测(实线)和测量(虚线)出来的(a)电压增益和(b)相位移，
图23是一个利用图19的变压器作调制栅极驱动的电路图；
图24A和B显示(a)在1Hz操作频率下，图23的栅极驱动电路的的输入和输出信号，以及(b)在300kHz操作频率下，图23的栅极驱动电路的输入、载波和输出信号；
图25A和B显示在(a)1Hz和(b)300kHz操作频率下，被图23的电路所驱动的功率MOSFET的栅-源极电压(较上波形)和漏-源极电压(较下波形)；
图26显示在100kHz操作频率下，被图23的电路驱动的功率MOSFET的栅-源极电压(较上波形)和漏极电流(较下波形)；
图27是显示图23的栅极驱动电路在占空比为1.0时测量的输入电流与载波频率的对比；以及
图28显示了当一个数码信号应用在传统调制解调器数据输送频率时的输入信号(上部波形)及输出信号(较下波形)。
图1A-E展示了五个按照本发明的实施例的变压器。每幅图都并列显示了初级和次级线圈。实际上，初级和次级线圈是用传统的蚀刻电路板方法，分别蚀刻在一块1.54毫米厚的电路板的顶部和底部。为了将磁漏电感减到最低，初级和次级线圈底面相对应地直接蚀刻在双面的电路板上。在图1A-D的变压器中，初级线圈有10匝，次级线圈有12匝，次级线圈中的额外的两匝用来补偿电压降。图1E的变压器中，初级线圈有12匝，次级线圈有18匝，图表显示了所有变压器的尺寸。图1A的变压器与Bourgeois方案的相一致，但缺少了铁氧体铁芯。
图1A-E的五个变压器都可以驱动功率元件。但是实际上，图1C-E的体积较小，发展潜力更大。下文会特别注重分析图1C-E，但是图1A和B的实验结果也会用来确定电脑模拟结果及作分析用途。
要用电脑模拟出本发明变压器的性能，必须设计出一套模型。由于这个变压器的设计要在高频率下操作，必须考虑线圈之间的磁漏电感和分布电容，由于没有使用铁芯，传统低频型号变压器中的铁损电阻可以忽略不计。图2所示的是一个高频无铁芯印刷电路板型变压器模型，其中
R1是初级线圈电阻
R2是次级线圈电阻
RL是电阻负载
Llk1是初级磁漏电感
Llk2是相对于初级的次级磁漏
LM1是初级互感
C1是初级绕组间电容量
C2是相对于初级的次级绕组间电容量
C12是初级及次级线圈之间的电容量，n是匝数比
根据这个线路模型，本发明的印刷电路板型变压器的传递函数可以用以下的公式(1)-(3)计算出来，结果显示在公式(4)。传递函数是在有负载的条件下评估的，下文可以看到有负载的条件影响了变压器对不同频率的反应，由此而设定了栅极驱动电路可能的最高操作频率。
- 1 R 1 + s L lk 1 V p + ( 1 R 1 + s L lk 1 + 1 s L lk 1 + 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ ) V 1 - 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ n V s = 0 · · · ( 1 )
在交点2，
- s C 12 ′ V p - 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ V 1 + ( 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ + s C 12 ′ + s C 2 ′ + 1 n 2 R L ) n V s = 0 · · · ( 2 )
由公式(2)可得，
V 1 = ( R 2 ′ + s L lk 2 ′ ) [ - s C 12 ′ V p + ( 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ + s C 12 ′ + s C 2 ′ + 1 n 2 R L ) n V s ] · · · ( 3 )
由公式(1)和(3)可得，
⇒ V s V p = 1 n 1 R 1 + s L lk 1 + s C 12 ′ [ ( R 2 ′ + s L lk 2 ′ ) ( 1 R 1 + s L lk 1 + 1 s L M 1 ) + 1 ] - 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ + ( 1 R 2 ′ + s L lk 2 ′ + s C 12 ′ + s C 2 ′ + 1 n 2 R L ) [ ( R 2 ′ + s L lk 2 ′ ) ( 1 R 1 + s L lk 1 + 1 s L M 1 ) + 1 ] · · · ( 4 )
当模似本发明的印刷电路板型变压器的性能时，还要考虑交流线圈电阻、负载的特性及共振频率。
由于趋肤效应的结果，线圈内的交流电阻会随著频率的增加而增加。R.Goval，在″High-frequency analog interated circuit design″，J.Wilev 1995，页110-125中，提供了趋肤效应的方程式，该方程式修改以适应本变压器模型后，可以知道线圈电阻是：
R ( f ) = R o [ 1 + f f a + ( f f b ) 2 ] 1 4 · · · ( 5 )
Ro是导电体的直流电阻，f是操作频率，fa和fb是导电体的临界频率。在这个评估性能的模型中，采用了随着频率而变的线圈电阻。
由于这个变压器是为了MOSEFT或IGBT栅极驱动电路而设计的，当测试这种电路时，必须考虑负载条件。实际上，功率元件的栅-源极大致上可以看作电容和电阻负载。当等效电路用来供给电容性负载时，图2可以很容易地修改成图3。
回到共振效率，等效电感Leq如下：
Leq＝Llk2′+Llk1||LM1    ------(6)
电路的等效电容如下：
Ceq＝CL′+C2′+C12′    ------(7)
从方程式6和7，Leq和Ceq分别是初级线圈的电感值和电容值的函数。共振频率是：
f o = 1 2 π L eq C eq · · · ( 8 )
通过这个模型去评估本发明变压器的性能，模型的参数必须在实验中测量。这个无铁芯变压器设计成在高频下操作(例如由几百千赫兹至几兆赫兹的范围内)，实验采用了惠普阻抗分析仪，由一兆赫兹开始，测量模型的电阻和电感值。测量出来的参数列明在表1。
                                     表1
  R1(Ω)   Llk1(μH)   Lm1(μH)   R2(Ω)  Llk2(μH)   LM2(μH)
  图1(a)   0.80   1.10   2.03   4.08  0.98   2.99
  图1(b)   1.84   0.67   1.79   3.78  0.96   2.79
  图1(c)   0.60   0.37   0.73   0.86  0.41   1.04
  图1(d)   0.73   0.43   0.85   1.30  0.53   1.29
  图1(e)   0.43   0.22   0.65   2.43  1.17   2.12
从表1可以看到，互感随著线圈面积的增加而增加。图1C-D中较小的变压器线圈的电阻是用阻抗分析仪测量的，由10千赫兹至10兆赫兹。它们的直流电阻和临界频率列明在表2。
                            表2
  R0(Ω)   f0(MHz)   fb(MHz)
  图1(c)   初级   0.45   0.49   1.7
  图1(c)   次级   0.68   0.63   2.0
  图1(d)   初级   0.55   0.51   1.9
  图1(d)   次级   1.1   0.90   3.9
  图1(e)   初级   0.285   0.33   0.98
  图1(e)   次级   2.06   1.20   3.9
将计算的与测量的交流线圈电阻相比较，如图4所示，结果是一致的。表3列出了五个变压器在1兆赫兹时测量的变压器的模型容量。
                      表3
  C1(pF)   C2(pF)   C12(pF)
  图1(a)   2.3   2.79   37
  图1(b)   1.33   1.51   20.3
  图1(c)   0.24   0.43   11.5
  图1(d)   0.65   0.82   14.9
  图1(e)   0.11   0.79   10.7
有了这些测量出来的模型参数，可以测量和用电脑模拟图1A-E的变压器的性能，模拟结果应与测量结果比较，确保电脑模拟结果的准确性，因为这些数值和特性是由电脑模拟出来的，没有经过测量。
无铁芯印刷电路板型变压器的频率响应是由电阻及电容负载决定的。
用1kΩ的电阻负载测试无铁芯变压器，可以从表3看到C1和C2的数值是几皮法，所以测量时必须考虑到探针的电容量。实验中使用的示波器有两个探针(每个探针电容量是14pF，频宽350MHz)。计算出来的频率响应示出在图5，从图5A示出了图1A-E的无铁芯印刷电路板型变压器的模拟电压增益，图5B则展示了图1A-E无铁芯印刷电路板型的变压器的模拟相位移。由图5可以看到，在电阻负载值为1kΩ时，电压增益的操作范围相当广阔，可以由几百赫兹到最少10兆赫兹。
但是，本发明的无芯印刷电路板型变压器的一个主要目的是为MOSFET和IGBT电路提供电气绝缘。由于在这种应用中，功率MOSFET和IGBT都有由几百皮法至几毫微法不等的栅电容，所以这是有效的电容负载。为了研究本发明的无铁芯印刷电路板型变压器的性能，电容负载连接到变压器的次级。电容量中包括探针的电容量，总的电容量为980pF。一个100kΩ的电阻用来模拟典型的栅极驱动电路中的电阻元件。图6A展示了图1A-E的变压器在这个电容性负载下的电压增益，图6B展示了相对应的相位移。
图6A展示了电压增益在某些频率时清晰的共振峰值。由模型参数中测量出来的数值，共振频率可以在表4中看到。
              表4
  共振频率(兆赫兹)
  图1(a)   3.52
  图1(b)   3.89
  图1(c)   5.79
  图1(d)   5.17
  图1(e)   3.86
这些计算结果与从图6A得出来的测量结果十分相似。
图5A和6A的比较展示出负载电容能降低本发明无铁芯印刷电路板型变压器的共振频率，由此而减少栅极驱动电路的最高操作频率。无论如何，MOSFET/IGBT电路的栅电容范围由几百皮法至几毫微法不等，实验结果展示出这种电路中，本发明无铁芯印刷电路板型变压器能够在几百千赫兹至几兆赫兹的范围内操作。
为进一步确认观察结果，图1C的变压器也用PSpice(一种电路模拟软件包)做模拟实验，图7A和B分别展示了测量得到的电压增益和相位移(带电阻负载时)。MATLAB(计算软件)用来计算，PSpice则用来作模拟实验。可以看到由测量、计算和模拟所得的结果是十分相近的。从图8A和B可以看到有电容负载时的有关的结果，同样地，三条曲线十分吻合。
图9表示出在被15伏特的电压的激励时，图1C变压器在一系列频率时的功率损耗。从图9可以看到功率损耗随著频率的增加而减少，原因之一是(a)没有铁损(铁损在传统的芯型变压器中，会随著频率而增加)，(b)由于磁感的阻抗随著频率增加，磁化电流随著频率的增加而减少。在高频下这一功率损耗的减小表明了本发明的无芯印刷电路板型变压器在高频之下操作时的显著的优点。
图10展示了一个使用本发明的无铁芯印刷电路板型变压器1的MOSFET栅极驱动电路。图10展示该变压器将APT5040型的MOSFET的栅极(图中变压器的右边)与15伏特的电源(图中变压器的左边)绝缘。这个APT5040型的MOSFET栅电容是1340pF，该栅极驱动在0.08至0.87的占空比率范围内操作及在500kHz至2MHz的范围内可以成功地操作。另一个实验用一个栅电容是2700pF的IRF450型MOSFET取代APT 5040型MOSFET。图11、12和13分别展示了功率MOSFET IRF450分别在500kHz、1MHz和2MHz时测量到的栅-源极电压(上线)和源-漏极电压(下线)的波形。图14和15分别展示功率MOSFET APT5040和IGBTIRGPH40KD2的波形。图16展示了MOSFET IRF450在10％占空率时的开关波形。图17则展示了当占空率是80％时的波形。
图11至17展示出本发明的无铁芯印刷电路板型变压器在高频操作时，很适合用在绝缘栅极驱动电路中操作。不过，图9指出了图1A-E的变压器在不适于低频，如低于100kHz。主要原因是本发明的无铁芯印刷电路板型变压器的电磁阻抗随著频率的减低而减低，所以低频率时电压增益也相对地减少。在极低频率下(例如几赫兹)只有很少匝(例如10匝)的平面线圈几乎等于短路，令初级线圈的电流过大，电压增益过低。
包含无铁芯印刷电路板型变压器的栅极驱动电路的功率损耗包括了变压器本身的功率损耗和栅极驱动电路元件的功率损耗。在过低的操作频率下，该变压器的功率损耗会过大。一般来说，总功率的损耗会随著操作频率的增加而减少，直到损耗来源以电子元件内的开关损耗为主。本发明的下述实施例提供了一个解决变压器在低频下的操作问题的方案。
通过观察图1A-E中变压器对频率变化的典型响应，可以得出以下结论：
(1)在到达共振频率之后，变压器的电压增益会跌到零，所以可用频率必须低于共振频率。
(2)为了将输入电流和栅极驱动电路的功率损耗减到最低，无铁芯变压器的操作频率应该是或者接近可用频率的最高频部分。
(3)在共振附近(刚刚在共振频率之下)，电压增益大幅上升，因而令功率MOSFET和IGBT元件可能有快速的开关时间。
(4)最佳操作频率应是在隔离等效电路的整个变压器的阻抗值为最大时的频率。
图19显示本发明的另一个无铁芯印刷电路板型变压器的尺寸，该变压器的匝数比例是10∶10，图19的变压器比图1A-E的变压器细小得多，它的面积只是图1C的变压器的百分之二十五。因为在图19的变压器的绕线间之电容量是微不足道的(在10MHz的频率下测量)，图19的变压器等效的电路可以简化成为图20所示，图20里的参数是在10MHz的频率下测量。
以下会分析最佳的栅极驱动条件，C1和C2分别表示初级和次级绕线间的等效电容，基于这个高频模型，图19的无铁芯印刷电路板型变压器的电压增益(V2/V1)和输入阻抗(Zin，以初级而言)可以表达为
V 2 V 1 = B = 1 X 1 s C 12 Y 1 nY · · · ( 1 )
和
Z in = 1 s C 12 ′ ( 1 - nB ) + ( 1 - A ) X 1 + s C 1 ′ · · · ( 2 )
然而
R′2＝n2R2
L′lk2＝n2Llk2
C 1 ′ = C 1 + n - 1 n C 12
C 2 ′ = 1 n 2 C 2 + 1 - n n 2 C 12
C 12 ′ = 1 n C 12
X1＝R1+sLlk1
X2＝R′2+sL′lk2
Y 1 = X 2 [ 1 X 1 + 1 s L M 1 ] + 1
Y 2 = 1 X 2 + s C 12 ′ + s C 2 ′ + 1 n 2 R L
Y = - 1 X 2 + Y 1 Y 2
A = s C 12 ′ + X 2 X 1 Y 2 Y
共振的频率是
f o = 1 2 π L eq C eq · · · ( 3 )
然而Leq＝L′lk2+Llk1//LM1和Ceq＝C′2+C′12。(这里的C′2包括负载电容)
如果栅极驱动电路采用CMOS逻辑门，操作的频率限制在10MHz以下，这是由于它的上升及下降时间在10V的操作下大约是50ns，这个频率限制也局限了包括本发明的无铁芯印刷电路板型变压器的栅极驱动电路的操作频率。
为分析图19的变压器的性能，必须包括初级电路的电容量和负载电容量。输入电容C1是120pF(这是一般缓冲器的输出电容量)而次级线圈带有一个2kΩ的电阻与一个680pF的电容C2并联的负载，这个负载电容的选择提供大约9MHz的共振频率，该频率小于CMOS元件的频率限制10MHz，在这参数下，图19的变压器的预测及测量的输入阻抗和频率响应的变化如图21及22所示。
如图21及22所示，输入阻抗的峰值位达到最大阻抗频率，该频率位于可用频率范围内刚好小于共振频率。就图19的变压器而言，这个频率大约为8MHz。在最大阻抗频率，电压增益很大并能加快MOSFET/IGBT的开关时间，并且在最大阻抗频率，相位移也很少。
因此，根据本发明，可以选择最高阻抗频率作为无铁芯印刷电路板型变压器的最佳操作频率，在该最佳的操作频率可使绝缘栅极驱动电路的功率需求减至最小。这原理普遍地应用在本发明的无铁芯印刷电路板型变压器，而且能够直接应用在操作于几佰仟赫兹至几兆赫兹的开关频率的栅极驱动电路，但是在较低的开关频率下，单靠这种变压器不能直接应用在MOSFET/IGBT的栅极驱动电路上，在这情况下，可以使用调制栅极驱动电路。
总括来说，在一个调制栅极驱动电路中，无铁芯印刷电路板型变压器的操作频率应该是高频，最好是在上述描述的最佳的最高阻抗频率，但是这操作频率是被开关频率所调制。
图23示出了是一个采用了本发明的无铁芯印刷电路板型变压器的测试的调制栅极驱动电路，这个电路的最佳操作频率在2输入，而且被在3输入的开关频率所调制，图23的电路上采用了一个电阻性及电感性的负载(5Ω及1.1mH)，功率场效应管是APT5040，它的承受电压和电流值分别是500V和16A，一个680pF的电容器并连在次级线圈上，所以无铁芯印刷电路板型变压器的共振频率可被调节在9.1MHz。这个负责起稳定作用的1mF大电容和阻止直流电的0.1mF电容不会显著地影响变压器的频率响应，因为它们串联了一个通常只有数个皮法拉第电容量的二极管。次级电路包含了一个倍压器，作用是升高栅极驱动电压。载波频率，即是操作频率，调较为8MHz，是该无铁芯印刷电路板型变压器的最大阻抗频率。
栅极驱动的输出信号(即是功率MOSFET的栅-源极电压)在调制/解调过程中被栅极驱动的输入信号所控制，因此可以决定功率MOSFET的开关频率。
图24A显示出在1Hz开关频率下，栅极驱动电路的输入信号(Vin)和功率(MOSFET)的栅-源极电压(Vgs)。图24B显示出在300kHz开关频率下相对应的波形和调制的载波信号(Vc)。在1Hz和300kHz的频率下，功率MOSFET的栅-源极和漏-源极电压的开关波形分别表示在图25A和B中。图26显示出在100kHz的开关频率下功率MOSFET的漏-源极电压和漏极电流的典型波形。这些图形全部能证明图19的无铁芯印刷电路板型变压器能够成功地应用在低频的栅极驱动电路上，开关频率范围由直流至数百仟赫兹。
图27显示出开关信号在百份之一百占空比时的输入电流对载波频率的关系。由这个损耗最大的情况下，可见输入电流在大约8MHz的频率下降最低，这就是无铁芯印刷电路板型变压器的最高阻抗频率，这样便证实了栅极驱动电路的最佳操作条件，这个最坏的情况下，当初级栅极驱动电路的电源是10V时，该栅极驱动电路的最大损耗是0.9W。
本发明的无铁芯印刷电路板型变压器的另一可能的应用是取代数码数据通讯的调制解调器里的脉冲变压器。在这种调制解调器中传统的数据传输频率是56kHz，并且这是无铁芯印刷电路板型变压器的从直流到300kHz频率范围内极佳的频率。图28显示一个在56kHz频率下应用在栅极驱动电路的数码信号的输入(较下的波形)和输出(较上的波形)，由于输出跟输入的信号十分接近，这证实了本发明的无铁芯印刷电路板型变压器可以在传统调制解调器的传送频率下传递数码数据。

Claims (8)

1.一种操作无铁芯印刷电路板型变压器的方法，其特征在于，选择最高阻抗时的频率作为变压器的最佳频率，所述变压器在最佳频率下操作，在该频率或接近该频率下，变压器的等效电路的阻抗最大，且该最佳频率低于变压器的共振频率。
2.如权利要求1中所述的方法，其中，所述变压器在100KHz至20MHz之间的频率内操作。
3.如权利要求1或2中所述的方法，其中，所述变压器被由低频开关信号调制的高频载波信号操作，所述载波信号位于所述最佳频率。
4.如权利要求3中所述的方法，其中，所述开关信号的频率低于300kHz。
5.一种功率MOSFET和IGBT装置的栅极驱动方法，包括：通过无铁芯印刷电路板型变压器将所述栅极和电源隔离，选择最高阻抗时的频率作为变压器的最佳频率，及在最佳频率驱动所述栅极，在该频率或接近该频率下，变压器的等效电路的阻抗最大，且该最佳频率低于变压器的共振频率。
6.如权利要求5所述的方法，其中，在100kHz-20MHz的频率范围内驱动所述栅极。
7.如权利要求5或6所述的方法，其中，通过低频开关频率调制输入到所述变压器的高频载波信号，其中所述载波信号在通过所述变压器后被解调，在所述低频开关频率下驱动所述栅极，所述载波信号位于所述最佳频率。
8.如权利要求7所述的方法，其中，所述开关信号的频率低于300kHz。
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