CN1230971C - 用于识别和/或限制开关转换器短路状态的方法以及开关转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于识别和/或限制开关转换器短路状态或过电流状态的方法，其中对负载电流或一个与其成比例的量进行测量，并将测量结果与一个预先给定的最大值进行比较。比较的结果用于对开关脉冲进行调节，仅在开关脉冲的多个周期内的一个时间窗之内考虑负载电流与最大值的比较结果，其中所选择的每个时间窗比导通持续时间要短，并且处于开关脉冲的导通持续时间之内。

Description

用于识别和/或限制开关转换器 短路状态的方法以及开关转换器
本发明涉及一种用于识别和/或限制开关转换器短路状态或过电流状态的方法，其中对负载电流或与负载电流成比例的量进行测量，并将测量结果与一个预先给定的最大值进行比较，利用比较的结果来调节开关脉冲。
本发明还涉及一种用于将输入直流电压转换为输出电压的开关转换器，其中输入电压经过至少一个由控制电路通过开关脉冲来控制的开关可接至一个电感，并且调整开关转换器，以使得当超过预先给定的负载电流最大值时，通过负载电流供给对开关脉冲进行调节。
开关转换器和开关电源部件有多种已知的实施方式，如流量转换器(Flusswandler)、闭塞变流器(Sperrwandler)。通过受控开关进行控制的电感可以与输出端进行电气连接，但通常使用变压器，通过受控开关在该变压器的初级线圈中形成电流脉冲。例如，控制电路包括一个脉宽调节器，为了进行控制，例如调节到恒定输出电压，其脉冲占空系数通常可以改变。
开关转换器的一个问题是输出端存在短路或类似的过电流状况。可以利用传感器来测量负载电流或者与负载电流成比例的其他电学量，并且同样利用这一测量结果通过控制电路进行调节。当出现短路状态时，必须将开关脉冲的脉冲占空系数调整到很小的值，使得在输出电流升高很小的情况下也可达到稳定状态，例如在通量转换器(Durchflusswandler)的次级线圈的充磁和退磁过程中实现同样的时间-电压面积。否则如整流二极管、自振荡二极管等部件会因过热而发生损坏，并可能引起安全问题。因此，在短路状态下调节控制器的输出端恒定电压时，即在输出端的电压几乎下降为零时，尝试将脉冲占空系数调整为满值，以保证持续得到输出电压。
对于短路问题的一种已知的解决方案为：次级电流调节装置设置了一个分流器(Shunt)作为电流传感器。但这种方法需要使用具有低偏移电压的昂贵的运算放大器，而且在电流很高的情况下，由于分流器的损耗大，还需要使用昂贵的电流转换器来代替分流器。为此还需设置一个额外的光电耦合器，以保证初级线路与次级线路之间的电气隔离，特别是在输入电压高的情况下，需要进一步增加费用。
当然，在选择元件时可以考虑使其在解决一般的安全问题时不会损坏，但是由于费用的原因，这是几乎是无法实现的。
另一种已知的解决方案是，保持控制电路较高的电流消耗，并通过变压器的辅助绕组来馈电。当出现短路情况时，控制电路的供电停止，开关脉冲中断，直至电路再次缓慢启动为止。然而在这种方法中，空载情况下电路的供电存在问题，只能对负载电流的平均值进行限制而不能限制负载电流的瞬时值。并且多个开关转换器的并联开关同样也存在问题。
另外，在存在高频场和/或大电流干扰的情况下，将由于干扰而做出错误的短路状态判断，导致开关转换器断开。这是不希望出现的情况，因为由该开关转换器供电的设备或组件将发生故障。
根据现有技术，已知多种过电流或短路跳闸电路，以及那些在一段确定的时间内，例如在脉宽调制器的脉冲周期内，监控电流的电路。
US5621603就公开了一种用于测量过电流的电磁供电方法，利用了脉宽调制和单个的时间窗，其中当识别到过电流状态时首先在后续的开关周期中进行抑制调节。
US5483141公开了一种用于压缩机的三相电机的电机控制装置，具有一个桥式变流器。因为在电机的过载状态下应该实现不停机的限流，因此电流在开关晶体管的整个导通时间内都受到监控。这可以与开关转换器中的常规的初级限流相比较。
由DE3441403A1已知了一种用于交流电或直流电的模拟保护开关，它可以从外部跳闸或在过电流时跳闸。
根据EP0287109所公开的受控开关转换器提供了具有限流元件的数字式控制电路，其中过电流状态将导致电路切断。
因此本发明的目的在于，提供一种能迅速、可靠地识别短路状态的开关转换器。
该任务通过一种如开始时所提到的方法来实现，根据本发明，仅在开关脉冲的多个脉冲周期内的一个时间窗内考虑负载电流与最大值的比较结果，其中所选择的每个时间窗比导通持续时间要短，并且处于开关脉冲的导通持续时间之内。
根据本发明，利用处于开关脉冲的导通持续时间之内的多个时间窗，可以将差错识别放在时域中进行，根据经验，在时域中很少出现干扰，其中通过选择时间窗的长度和位置，可以保证很高的灵活性，其中在每个脉冲周期中没有电流的阶段排除了干扰的影响。
另一种避免干扰的方法是：时间窗位于导通持续时间的开始处。
如果比较结果在多个脉冲周期上进行积分，将所得到的积分值与一个预先给定的阈值进行比较，并仅当超过阈值时才实现对开关脉冲的调节，这样做显著地提高了短路识别的可靠性。
通过在预先给定的脉冲周期个数内抑制开关脉冲来实现对开关脉冲的调节，由此可以简单地实现在短路情况下减小负载电流。
所提出的任务还通过上述类型的开关转换器来解决，其中根据本发明，为了对负载电流进行评估，仅在开关脉冲的至少一个脉冲周期内的至少一个时间窗内设置至少一个用于确定时间窗的第一时间元件(Zeitglied)。
其中第一时间元件在开关脉冲的导通持续时间开始时被触发，并确定一个时间窗，该时间窗比导通持续时间短或者与之相等，这样做是具有优点的。
在一种根据实际应用所提出的变型中，设置了一个第一比较器，用于在第一时间窗内的每个脉冲周期中将负载电流与第一个预先给定的最大值进行比较，通过比较所得到的脉冲被送入一个积分器，在积分器后面接入一个第二比较器，用于比较积分值与第二个可设定的阈值，这一比较的结果用于调节开关脉冲。
设置一个第三时间元件，用于在预先给定数目的脉冲周期之后使积分器复位，这样做也是具有优点的。由此可以避免由于偶然出现的短路被确定而引起的错误触发。
在一种有利的改进型中设置了一个第四时间元件，它确定一定数目的脉冲周期，在此期间，当发生短路或过电流时开关脉冲受到抑制。
下面借助于附图中所表示的、作为示例的实施方式来更详细地说明本发明的各项优点。其中：
图1为根据现有技术的开关转换器的原理图，
图2为根据现有技术的控制电路的一部分，
图3为本发明所述的开关转换器的控制电路的一部分，以及
图4为用于说明本发明所述方法的波形图。
图1表示了一种构成为流量转换器形式的开关转换器，其输入电压UE由一个交流电压UW，例如电网电压，借助于整流器D1、D2、D3、D4进行整流，并经过电容器C1进行平滑而得到。输入电压UE通过受控开关S，这里为一个场效应管，可以施加到变压器Tr的初级绕组W1上。在次级一侧，次级绕组W2上的电压借助于二极管D5进行整流，并通过扼流圈L馈入输出电容器C2。此外，在已知的方法中还设置了一个自振荡二极管D6。在输出电压UA处接入一个待馈电的负载LAS。
开关S由控制电路AST控制，控制电路在稳定状态下发出具有确定占空系数的三角形脉冲。为了实现控制，输出电压UA或输出电压的一部分被馈入控制电路，电流传感器Se，例如一个分流器，向控制电路发出一个与负载电流IA成比例的信号。通过这种方法，可以用已知的方法调节到恒定的输出电压或恒定的负载电流。电流传感器Se例如可以像图中所示那样在变压器Tr的初级一侧实现，也可以附加地在次级一侧作为次级电流传感器Se’来实现。
图2更详细地表示了一种常见的用于产生控制脉冲的脉宽调制器。这里，振荡器OSC向触发器FF的输入端发出一个频率固定的信号。误差放大器AMP的一端接入输出电压的实际值，另一端接入一个参考电压V1，其中放大器AMP的输出端通过二极管D7和电阻R1接入到比较器KOM的反向输入端，一个与负载电流IA成比例的信号被馈入到比较器的另一个输入端。反向输入端通过与之并联的电阻R2和齐纳二极管DZ接地。比较器KOM的输出端接到触发器FF的复位输入端。为了简要起见，这里没有表示出其他的细节，如本领域的技术人员所知的，调节频率响应的部件、以及负反馈支路等。
决定开关频率的振荡器OSC在触发器FF的复位输入端施加控制脉冲，其中或者通过振荡器的下降沿、或者结合输出电压UA的控制信号与负载电流IA的实际值实现截止。其中如果控制输入端被设置为零，也可以完全抑制多个脉冲。例如在输出电压UA过高的情况下，或者负载电流IA过高，此时通过齐纳二极管DZ来确定阈值。
图3表示了一个第一比较器K1，用于将一个与负载电流IA成比例的电压E1与一个参考值或最大值V1进行比较。该值预先给定了最大负载电流。比较器K1的输出端连接到与门&1的第一输入端，例如图2所示的脉宽调制器的输出端E2以及开关脉冲通过第一时间元件MF1接至与门&1的第二输入端。
与门&1的输出端通过一个第二时间元件MF2接入积分器INT，积分器的输出端接至第二比较器K2的(非反向)输入端，一个可设定的参考电压V2接入到第二比较器的第二(反向)输入端，参考电压V2对应于一个与积分结果进行比较的阈值。为了在一定给定数目n的脉冲周期T之后使积分器INT复位，设置了一个第三时间元件MF3，它的输入端与第二时间元件MF2的输出端相连接，第三时间元件的输出端接至积分器INT的复位输入端。
第二与门&2的两个输入端中的一端引入第二时间元件输出端处的脉冲，另一端与第二比较器K2的输出端相连接，第二与门&2的输出端通过一个第四时间元件MF4与驱动级TRE的输入端相连接，驱动级为开关S提供控制信号SA(参见图1)。
现在参照图4来说明本发明所述方法的具体过程。最上面的波形图a)表示了E2的变化，即表示了例如图2所示的脉宽调制器的输出脉冲。脉冲的持续时间以T来表示，接通的持续时间以tON来表示。下方的波形图b)表示了参考电压V1的值，和负载电流IA相对应的电压E1与该值进行比较。当高于电平V1时，比较器K1在其输出端的输出为“高”，参见图4中第三幅波形图c)。在导通持续时间tON结束时，比较器K1的输出重新跳变为0或“低”。
键控信号E2启动一个不可再次触发的单稳态触发器一时间元件MF1，它输出一个“高”信号，该信号例如可编程为单稳态触发的持续时间为t1，如图4中的波形图d)所示。通过时间t1定义了一个用于短路检测的时间窗，该时间窗处于导通持续时间tON之内，并处于导通持续时间的开始处。这样便可以保证处于导通持续时间以外的干扰不会被作为短路状态而进行错误的积分；过电流只可能在导通持续时间tON之内出现。将时间窗t1移至导通持续时间的开始处有着这样的意义：比较器K1受到干扰的可能性被限制在时钟脉冲开始时的一段很短的时间内，这一方面提高了抗干扰性，另一方面使得在负载电压或输入电压变化时，电源变压器的动态饱和现象不会被当作短路而被积分。此外，这种方法还可以减少输入电压值对短路电流的影响。
比较器K1的输出端和单稳态触发器MF1的输出端在第一与门&1中逻辑连接，逻辑连接的结果表示在图4中的波形图e)中。为了提高抗干扰性，应将如图4中所示的脉冲在一定的时间上或脉冲数目上进行积分。然而由于图e)中脉冲的持续时间不是恒定的，仍需要在第二单稳态触发器MF2中将它们处理为统一的长度或持续时间t2，如图4中的波形图f)所示。
根据图f)，如果出现一定数目的脉冲，它们与在比较器K1处超过参考电压V1的次数相对应，可将这些脉冲在积分器INT中做高阶积分(hochintegriert)，直到它们达到预先给定的参考值V2。如果达到这一电平值，与门&2再次接通脉冲。以这种方式，多个短路识别过程的高阶积分对电路进行调节。通过可再次触发的单稳态触发器MF3使积分器INT再次复位为零，其中这样来设置：一旦在可自由编程的单稳态触发器时间t3内确定为未发生短路，立即使积分器INT复位。
与门&2的输出脉冲触发单稳态触发器或时间元件MF4，其中相应的时间t4确定脉冲周期的数目，在该时间内，当发生短路或过电流时开关脉冲将受到抑制。因此在时间t4期间，用于受控开关S的控制脉冲，即控制信号sa，将被设置为零。
由于在初级进行了干预，本发明可以免于使用高损耗的次级分流器或昂贵的次级电流转换器。通过采用标准的CMOS集成电路，这里所使用的逻辑门电路和单稳态触发器的费用非常低廉，并且这些部件的耗电量很小。利用时间窗并采用积分方法显著提高了抗干扰性。也可以这样来选择积分器INT的积分常数：在短路情况下，在一段确定的时间内流过很高的电流，该电流可以触发安全自动装置等。输入电压对短路电流的值几乎没有影响，短路电流也在短路阻抗下被限制为零。这里不需要通常所使用的、对开关控制器的开关频率直接进行干预的方法，并且只有在极度过载和短路情况下，开关电源部件的电压-电流特征曲线才会发生变化。
特别地，图3中所示的实施例尤其具有优点，当然也可以根据需要对电路加以简化。例如可以省去积分器INT以及后接的比较器K2。在理论上，无论有无积分器，均可省去时间元件MF2，而且在去掉积分器INT的情况下也要去掉与门&2。

Claims (9)

1.用于识别和/或限制开关转换器的短路状态或过电流状态的方法，其中对负载电流或一个与负载电流成比例的量进行测量，并与一个可预先给定的最大值进行比较，利用比较的结果来对开关脉冲进行调节，其特征在于，
仅考虑开关脉冲的多个脉冲周期内的一个时间窗内负载电流与最大值的比较结果，其中所选择的每个时间窗比导通持续时间要短，并且处于开关脉冲的导通持续时间(tON)之内。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，时间窗处于导通持续时间的开始处。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，比较结果在多个脉冲周期上被积分，所得到的积分值与一个可预先给定的阈值进行比较，并且仅在超过该阈值的情况下才对开关脉冲进行调节。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过在一段可预定的数目的脉冲周期内抑制开关脉冲来实现对开关脉冲的调节。
5.用于将输入直流电压(UE)转换为输出电压(UA)的开关转换器，其中输入电压经过至少一个由控制电路(AST)通过开关脉冲进行控制的开关(S)可以接至一个电感(Tr)，并且调整开关转换器，以使得当超过可预先给定的负载电流的最大值时，通过供给负载电流来调节开关脉冲，
其特征在于，
为了仅在开关脉冲的多个脉冲周期内的一个时间窗(t1)内对负载电流进行评估，设置了至少一个用于确定该时间窗的第一时间元件(MF1)，该时间窗处于开关脉冲的导通持续时间(tON)之内。
6.如权利要求5所述的开关转换器，其特征在于，第一时间元件(MF1)在开关脉冲的导通持续时间(tON)的开始处被触发，并确定一个时间窗(t1)，该时间窗比导通持续时间要短或者与之相等。
7.如权利要求5或6所述的开关转换器，其特征在于，设置了一个第一比较器(K1)，用于在第一时间窗(t1)内的每个脉冲周期中对负载电流和第一个可预先给定的最大值(V1)进行比较，通过比较得到的脉冲被引入积分器(INT)，在积分器后面接入一个第二比较器(K2)，用于将积分值与一个可设定的阈值(V2)进行比较，比较的结果用于对开关脉冲进行调节。
8.如权利要求7所述的开关转换器，其特征在于，设置了一个第三时间元件(MF3)，用于在一段可预定的数目的脉冲周期之后使积分器(INT)复位。
9.如权利要求5所述的开关转换器，其特征在于，设置了一个第四时间元件(MF4)，它确定一定数目的脉冲周期，在此期间，当发生短路或过电流时开关脉冲受到抑制。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT410867B (de) * 2001-04-06 2003-08-25 Siemens Ag Oesterreich Spannungsversorgung mit abschaltsicherung
AT502302A1 (de) * 2002-02-22 2007-02-15 Siemens Ag Oesterreich Antriebsanlage
AT412693B (de) * 2002-09-20 2005-05-25 Siemens Ag Oesterreich Verfahren zum steuern des abschaltens bei überlastzuständen eines schaltnetzteils
US6964725B2 (en) † 2002-11-06 2005-11-15 Kimberly-Clark Worldwide, Inc. Soft tissue products containing selectively treated fibers
AT413910B (de) * 2003-08-06 2006-07-15 Siemens Ag Oesterreich Schaltnetzteil
DE102004037061B4 (de) * 2004-07-30 2011-02-17 Texas Instruments Deutschland Gmbh Hysterese-Gleichstromumrichter
US7245510B2 (en) * 2005-07-07 2007-07-17 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for conditional response to a fault condition in a switching power supply
US7817391B2 (en) * 2007-04-26 2010-10-19 Polar Semiconductor, Inc. Over-current protection device for a switched-mode power supply
FI124251B (fi) 2007-05-14 2014-05-15 Valmet Technologies Inc Menetelmä ja sovitelma kuituradan käsittelemiseksi
US8385029B2 (en) * 2009-09-10 2013-02-26 Polar Semiconductor, Inc. Over-current protection device for a switched-mode power supply
TWI424648B (zh) * 2011-04-06 2014-01-21 Delta Electronics Inc 電路保護裝置及保護方法
CN104065254B (zh) * 2014-07-16 2018-01-19 深圳开立生物医疗科技股份有限公司 一种输出识别控制单元及其逆变器、系统、控制方法
CN107820676A (zh) * 2015-06-25 2018-03-20 高准公司 用于模拟光耦合器的输入保护电路

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3441403A1 (de) * 1984-11-13 1986-05-22 Rheinmetall GmbH, 4000 Düsseldorf Schaltungsanordnung zum schalten ohmscher und induktiver elektrischer verbraucher in gleich- und wechselstromkreisen
JPH0626480B2 (ja) * 1987-04-15 1994-04-06 沖電気工業株式会社 スイツチングレギユレ−タ
JP3290481B2 (ja) * 1992-12-03 2002-06-10 東芝キヤリア株式会社 冷凍サイクル制御装置
JP2784136B2 (ja) * 1993-10-19 1998-08-06 浜松ホトニクス株式会社 スイッチング電源の過負荷・短絡保護回路
US5757214A (en) * 1995-07-19 1998-05-26 Stoddard; Robert J. PWM driver for an inductive load with detector of a not regulating PWM condition
US5621603A (en) * 1995-07-26 1997-04-15 United Technologies Corporation Pulse width modulated solenoid driver controller
JP3690814B2 (ja) * 1995-10-02 2005-08-31 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 変成器及び１次巻線を介した帰還を有する切替モード電源
DE19711771B4 (de) 1997-03-21 2004-06-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Geregeltes Schaltnetzteil mit Überlastsicherung
DE19730220A1 (de) 1997-07-15 1999-01-21 Philips Patentverwaltung Getaktete Stromversorgungsanordnung
JP2001511340A (ja) * 1997-12-10 2001-08-07 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 電圧及び電流制限手段付きスイッチトモード電源
JP2001078439A (ja) * 1999-09-06 2001-03-23 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
US6329801B1 (en) * 2000-04-24 2001-12-11 Volterra Semiconductor Corporation Switching regulator control system and method
JP2002369509A (ja) * 2001-06-07 2002-12-20 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源
JP3572292B2 (ja) * 2002-01-29 2004-09-29 松下電器産業株式会社 スイッチング電源回路
JP2004312924A (ja) * 2003-04-09 2004-11-04 Mitsubishi Electric Corp 半導体デバイスの駆動回路

Also Published As

Publication number Publication date
EP1301985A1 (de) 2003-04-16
CN1441992A (zh) 2003-09-10
ATE451750T1 (de) 2009-12-15
AT410619B (de) 2003-06-25
US6903912B2 (en) 2005-06-07
WO2002007295A1 (de) 2002-01-24
DE50115254D1 (de) 2010-01-21
ATA12292000A (de) 2002-10-15
EP1301985B1 (de) 2009-12-09
US20030156365A1 (en) 2003-08-21

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