CN1207216A

CN1207216A - 多电平电力变换装置

Info

Publication number: CN1207216A
Application number: CN 96199540
Authority: CN
Inventors: 伊东知; 仲田清; 铃木优人; 中村清
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-01-10
Filing date: 1996-01-10
Publication date: 1999-02-03
Anticipated expiration: 2016-01-10
Also published as: CN1085904C

Abstract

本发明揭示一种多电平电力变换装置,它包括两组借助于PWM控制,把直流电压变换成多电平交流电压脉冲的多电平PWM控制电源变换器;它们的正直流侧和负直流侧相互连接;所述第1电源变换器其交流侧连接固定频率交流电源;所述第2电源变换器其交流侧输出可变频率的可变电压且其输出端连接负载;所述第1和第2电源变换器其直流侧各自连接第1和第2直流级电路,每个所述电路由多个串联滤波电容器构成;其中,所述第1直流级电路和第2直流级电路的中间电压点互连且在所述第1电源变换器侧进行中间电压点的电压控制。

Description

多电平电力变换装置

技术领域

本发明涉及一种多电平电力变换装置，它包括至少两组通过PWM控制，把直流电压变换成多电平交流电压脉冲的电源变换器，其中，该电源变换器的直流侧相互连接。

背景技术

近年来，具有串联开关元件、能减少高次谐波，而且交流输出电压电平数不断增多的多电平PWM控制的电源变换器被广泛使用。在多电平PWM控制的电源变换器中，为了按指令输出电压，重要的是控制直流级电路(DC stage circuit)中的串联电容器的中间电压。

例如，在特开平5-217185号公报中，揭示了一种三电平逆变器中性点电压的控制方法。

此外，在特开平6-233537公报中，揭示了一种三电平电源变换器中性点电压的控制方法。

但是，上述公报均没有揭示关于电源变换器-逆变器系统及其中涉及的主电路构成中的中性点电压的控制方法。

如果应用上述两种方法且对供电变换器和逆变器分别进行中性点电压控制，则意味着，控制电路(例如微机)过载并产生操作时间增长及软件步骤数增加的问题。

此外，会产生由于在较高输出频率范围中，一个周期的脉冲数减少，而使逆变器中性点电压控制中的控制效果降低的问题。

本发明的目的在于用相对简单的系统构成，有效实现电源变换器-逆变器系统的中性点电压控制。

发明揭示

能达到本发明目的的多电平电力变换装置，包括至少两组借助于PWM控制，把直流电压变换成多电平交流电压脉冲的多电平PWM控制电源变换器；它们的正直流侧和负直流侧相互连接；所述第1电源变换器其交流侧连接固定频率交流电源；所述第2电源变换器其交流侧输出可变频率的可变电压且其输出端连接负载；所述第1和第2电源变换器其直流侧各自连接第1和第2直流级电路，每个所述电路由多个串联滤波电容器构成；所述第1直流级电路和第2直流级电路的中间电压点互连且在所述第1电源变换器侧进行中间电压点的电压控制。

根据本发明，通过在交流侧保持固定频率的第1电源变换器侧进行中间电压点的电压控制，能简单地进行该控制，且能同时控制第2直流级电路的中间电压点。因而，能简化多电平电力变换装置中间点电压控制的控制系统组成。

附图概述

图1是本发明实施例的电力变换装置的构成图。

图2是图1实施例的电源变换器的主电路构成图。

图3是表示图1实施例的中性点电压控制原理的图。

图4是为减少高次谐波而用于替换图1实施例极性信号波形的波形的图。

本发明的最佳实施方式

参照图1叙述本发明的实施例，图1表示本发明应用于电动车辆。

把单相交流电力变换成直流电力的多电平电源变换器(以下简称为电源变换器)1是三电平电源变换器，如图2(a)所示，它包括开关元件11a～11h及整流元件12a～12h。另一方面，把从电源变换器接收的直流电力变换成交流电力的多电平电源变换器(以下称为逆变器)5是三电平逆变器，如图2(b)所示，它包括开关元件51a～51l及整流元件52a～52l和53a～53f。示于图2的电源变换器-逆变器主电路构成已在上述公开专利公报中叙述，因而这里省略其详细描述。

参见图1，电源变换器1的交流侧经变压器2连接单相交流电源3，其直流侧连接滤波电容器41和42，并经逆变器侧的滤波电容器43和44连接逆变器5。进而，逆变器5的交流侧连接感应电动机6作为负载，以驱动电动车辆。这里，为了减少布线阻抗的影响，尽可能靠近开关元件设置滤波电容器，因而，如图所示，这些电容器对电源变换器和逆变器是分别提供的。虽然没有图示，但有时做成对电源变换器和逆变器每相分别提供滤波电容器，以进一步降低布线阻抗的影响。

控制电源变换器1通断的开关元件11a至11h的控制装置如下构成。电压检测器71和72检测中性点Z1正侧的直流电压edp及中性点Z1负侧直流电压edn，并把这些电压同时加至加法器81，由此计算直流电压ed。减法器82计算直流电压指令值Ed^*与直流电压ed的差，电压控制器(AVR)83由该差计算交流电流有效值指令值Is^*。在加法器84中，交流电源相位ωt与相位指令值φ^*相加，其和在正弦波发生器(sin)85中处理，产生基准正弦波，然后该基准正弦波在乘法器86中，与交流电流有效值指令值Is^*相乘，从而计算交流电流指令值is^*。

在减法器87中，获得交流电流指令值is^*和电流检测器74检测的交流电流is的差，由此，电流控制器(ACR)88获得控制信号yet，用于控制变压器阻抗两端的电压降。在除法器89中，电压检测器73检测的交流电压es被直流电压ed除，由此，获得控制信号yes，用于控制交流电源电压。

在减法器90中，从控制信号yes减去控制信号yet，由此获得调制波信号ym。

在减法器91中，从正侧直流电压edp减去负侧直流电压edn，由此计算直流电压差Δed，后者在系数乘法器92中乘以增益，如此获得的信号由限幅电路93限幅，以不超过上限及下限，由此获得调制波修正信号幅值ΔYm。极性鉴别器(Sign94由交流电流is产生极性信号，该极性信号当信号is为正时，取值1，当is为负时，取值-1。该极性信号在乘法器95中，与调制波修正信号幅值ΔYm相乘，由此，获得调制波修正信号Δym。在减法器96中，从调制波信号ym减去调制波修正信号Δym，由此，得到U相调制波ymu。同样，调制波信号ym由系数乘法器97反相，得到V相调制波ymv。

在PWM控制电路98中，根据U相调制波ymu产生脉冲信号，控制电源变换器1的开关元件11a～11d通断。同样，在PWM控制电路99中，根据V相调制波ymv产生脉冲信号，并由此控制电源变换器1的开关元件11a～11h通断。进而，由逆变器控制器100产生逆变器调制波，由逆变器PWM控制器101产生脉冲信号，并由此控制逆变器5的开关元件51a～51l通断。

下文叙述图1实施例的动作。

当正侧直流电压edp与负侧直流电压edn无差别时，控制电源变换器1使直流电压ed等于其指令值Ed^*且功率因数符合φ^*。同时控制逆变器5输出电流imm，使感应电动机6以预定速度和转矩旋转。

理想的情况下，电源变换器-逆变器能在上述条件下保持其动作。但是实际上，由于主电路开关元件工作的起伏、控制电路或检测电路中的信号误差等，输出电压会偏移至正侧或负侧，从而正侧直流电压edp与负侧直流电压edn间产生差异。在这种情况下，电源变换器1和逆变器5均不能根据指令输出电压，因而引起产生高次谐波、涡流及转矩波动等问题。若该装置任其处于这种状态，则正侧直流电压edp或负侧直流电压edn甚至会低至0，从而该装置不能作为PWM电力变换装置运转。实际上，在发生上述情况前，由图1未图示的保护电路使电力变换装置停止工作。因而，当变换装置的主电路或控制电路产生偏差时，其动作不能持续下去。

迄今，一直在研究控制电源变换器和逆变器中性点电压的方法。但是，在电源变换器-逆变器系统中，对电源变换器和逆变器分别进行这种中性点电压控制会产生下述问题：控制电路变得复杂，控制软件步骤数增加，计算时间增加等。

为了解决上述问题，首先，电气连接电源变换器1的滤波电容器41和42的中间电压点Z1与逆变器5滤波电容器43和44的中间电压点Z2。用这种构成，从宏观看，除了布线阻抗的小影响外，滤波电容器41和43及42和44的端子间电压彼此相等，从而仅需在电源变换器或逆变器侧进行中性点电压控制。

其次，在电源变换器侧设置进行中性点电压控制的装置。虽然在逆变器侧中性点电压控制中产生下述问题：随着速度增加，脉冲数减少，从而中性点电压控制效果降低，但电源变换器由于始终以几乎不变的脉冲数工作，可望在整个工作范围控制效果几乎不变。

图3表示在图1实施例中，中性点电压控制的工作模式。为简单起见，仅叙述U相正脉冲及电容41的正侧端子间电压edp。

虽然根据直流电压差Δed与交流电流is的极性组合，有四类工作情况，但这里以最主要的情况为例。

当滤波电容器41的端子间电压edp低于滤波电容器42端子间电压edn时，由减法器94得到的作为上述两电压差值的直流电压差Δed取正值。因为该值在系数乘法器92中与增益K相乘，相乘后的值经限幅电路93输出作为调制波修正信号幅值ΔYm，所以ΔYm具有正值。由于交流电流is为负，极性鉴别器94输出为-1。因此，ΔYm与该输出在乘法器95中相乘而获得的调制波修正信号Δym成为负。因为U相调制波ymu通常是从作为交流信号的调制波ym中减去调制波修正信号Δym而获得的，它向正侧偏移。因而，正侧脉宽变宽且滤波电容器41的正侧端连接负载的时间变长。因为交流电流is为负，电流从滤波电容器41流出，在这种情况下，滤波电容器41的电压edp降低(放电)。这样，可修正直流电压edp和edn的差。

图3的其它三种情况，其动作也是使直流电压edp与edn的差减小，因而看得出能适当执行图1实施例的中性点电压控制。

如上所述，作为极性鉴别器95输出的极性信号，如图4(a)所示，为取+1、-1两值的方波。但是，在这种情况下，每当交流电流is改变极性，极性信号从1变为-1或反之从-1变为1,U相调制波ymu变得不连续，从而有可能产生高次谐波，带来问题。图4(b)和4(c)表示试图解决上述问题的极性信号波形。

在图4(b)的情况下，极性信号设计成不瞬时改变而沿一斜率变化。由此，可认为能去除调制波的不连续、瞬时变化，使高电平的高次谐波大为减少。虽然使斜率平缓可进一步减少高次谐波，但相应地中性点电压控制效果降低。所以兼顾两者进行设定。该斜率不一定是直线，也可沿折线或正弦波变化而获得相同效果。

图4(c)表示极性信号是正弦波的情况。由于该极性信号频率基本上与电源电压频率一致，不包括高次谐波。所以可防止因进行中性点电压控制而产生高次谐波。

虽然，上述以三电平电源变换器和三电平逆变器系统为例进行说明，但相似的技术可用于任何其它多电平变换器-逆变器系统以获得同样效果。

工业应用性

在多电平电源变换-逆变系统中，通过把电容器分成两部分而获得中性点电压，但由于产品控制的现状，要完全均匀划分电容器是困难的。根据上述本发明的装置可避免上述困难，从而它具有广泛可应用性。

Claims

1．一种多电平电力变换装置，包括至少两组借助于PWM控制，把直流电压变换成多电平交流电压脉冲的多电平PWM控制电源变换器；它们的正直流侧和负直流侧相互连接；所述第1电源变换器其交流侧连接固定频率交流电源；所述第2电源变换器其交流侧输出可变频率的可变电压且其输出端连接负载；所述第1和第2电源变换器其直流侧各自连接第1和第2直流级电路，每个所述电路由多个串联滤波电容器构成；其特征在于，所述第1直流级电路和第2直流级电路的中间电压点互连且在所述第1电源变换器侧进行中间电压点的电压控制。

2．如权利要求1所述的多电平电力变换装置，其特征在于，对所述第1电源变换器和第2电源变换器的每相独立地划分并设置所述第1直流级电路和第2直流级电路。

3．如权利要求1或2所述的多电平电力变换装置，其特征在于，进一步包括：电压控制装置，控制所述第1或第2直流级电路的直流端电压为预定值；修正装置，用所述直流级电路的中间电压点的偏差检测信号，修正所述电压控制装置的信号输出；根据所述修正装置的信号，进行所述第1电源变换器PWM控制的装置。

4．如权利要求3所述的多电平电力变换装置，其特征在于，根据鉴别流经所述第1电源变换器的交流电流极性的极性鉴别电路的输出信号和所述偏差检测信号，产生修正信号，该信号用于以所述直流级电路的中间电压点的偏差检测信号，修正所述电压控制装置的信号输出。

5．如权利要求4所述的多电平电力变换装置，其特征在于，所述极性鉴别电路的输出信号具有方波、梯形波或正弦波波形。