CN1201484C - 发射机功率放大器的斜升方法 - Google Patents

Abstract

一种用以减小数字收发信机中因输入阻抗变化导致的低频干扰的方法。依据该方法，在前一分组接收周期结束后和新的分组传输开始前接通功率放大器。所述方法使调制信号斜升而不是使功率放大器增益斜升。结果，任何本来会因功率放大器的接通造成的VCO频率瞬变，就有机会在新的分组传输开始前得到衰减。该方法有效地将发射机功率放大器与频率合成器的VCO隔离，以利于快速切换收发信机操作。

Description

发射机功率放大器的斜升方法

发明背景

技术领域

本发明一般涉及通信电子设备领域，尤其涉及一种在数字收发信机功率放大器的斜坡发生期间降低频干扰(glitch)的方法。

相关技术描述

扩频作为一种通信技术被广泛应用于军事与商务领域。在扩频通信系统中，在经由信道传输前发射调制的带宽被扩展(即增大带宽)，而在接收机处又将带宽以相同的量收缩(即减小带宽)。

应用扩频技术的目的之一是为了便于各分离电子设备之间的无线或无线电通信。例如，作为一种柔性数据通信系统的无线局域网(WLAN)就采用无线电技术经由空中发射与接收数据，从而降低了对线路连接的需求，或将这种需求减至最小。在典型的WLAN中，由从固定位置连接有线网的收发信机设置接入点。各终端用户通过收发信机连接到WLAN；这里所述的收发信机，常采用膝上型计算机中的PC卡或台式计算机中的ISA或PCI卡加以实现。上述收发信机也可以与诸如手持式计算机、个人数字助理等设备。

目前市售的大部分WLAN产品为面向工作于900MHz与2.4GHzISM频带的特定对象应用的专用扩频产品。如上所述，这些产品包括设在PCMCIA、ISA及定制PC板等平台上的无线转接器与接入点装置。典型的扩频收发信机包括跟基带处理器连接的常规IF无线电电路，该电路对要发射的信号进行要求的调制，并对收发信机收到的信号进行要求的解调。所述IF无线电电路包括具有压控振荡器(VCO)与锁相环(PLL)的频率合成器。所述基带处理器执行特定的扩频调制技术，如直接序列(DS)调制、跳频(FH)调制、跳时(TH)调制或结合多种不同的调制方法的混合调制。

上述扩频收发信机一般工作于时分双工(TDD)方式，在以该方式工作时分组传输时发射机接通，分组接收时发射机断开。该发射机包括许多部件，其中有功率放大器和一对上变频混频器。一般，所述发射机功率放大器只是在发送数据分组时(或许在紧临该时刻前)接通。该功率放大器以“斜升”方式接通(而不采用硬开关方式)，以减少频谱邻道干扰(即RF信号漏入邻接信道)。功率的斜升通过调整(即增加)功率放大器的增益实现。

相反地，无论在TDD信号的发射还是接收过程中，所述频率合成器必须保持接通状态。但是，当功率放大器被斜升时，由于放大器输入阻抗的改变，频率合成器中会产生不希望出现的频率变动。锁相环不能瞬时对这些频率变动作出校正。还有，由于频率误差增大，远端的接收机不能跟发射信号完好同步。

先有技术曾寻求通过将发射机功率放大器跟合成器VCO隔离的方式来解决上述问题。图3示出了附加的隔离，即设于VCO 322与功率放大器314之间的缓冲器326与312。缓冲器326与312通常有多级分区，以获得为°S_21i/°S_12i所定义的高度隔离，S₁₂为前向增益(从A至B)，而S₂₁为反向增益。图1表示了隔离过程，该过程涉及在接收周期R_X结束时接通发射机部件(除功率放大器以外)，然后在稍后的时刻(通常在发送位于实际信号有效负载之前的前同步信号时)斜升功率放大器。但是，如图1所示，斜升功率放大器时，此项操作仍造成人们所不希望的VCO频率瞬变(即低频干扰)。而且，这种隔离方法不足以满足快速转换收发信机应遵守IEEE 802.11标准的要求，该标准要求频率精度优于25ppm。

本发明的目的就在于解决这一问题。

发明概要

依据本发明，在前一分组接收周期结束后而新的分组传输开始前，发射机功率放大器连同其他发射机部件被接通。由于该功率放大器已经接通，功率的“斜升”通过单调递增施加于上变频混频器的同相与正交相位基带调制信号来加以实现。因而，本发明的方法是斜升施加于功率放大器的调制信号，而不是斜升功率放大器的功率增益。结果，在接通功率放大器时可能出现的VCO频率瞬变，在新的分组传输开始前有机会得以衰减。此项技术有效地将发射机功率放大器跟频率合成器VCO隔离开，有助于快速转换收发信机的工作。

前面概述了与本发明更直接相关的目的与特征。应理解，这些目的与特征仅是为了说明本发明的一些较突出的特征与应用。其实，以不同方式应用本发明，可以获得如下所述的许多其他有益的结果。因此，阅读了以下的详细说明，可获知本发明的其他目的，从而对本发明有更为全面的理解。

附图说明

为了更全面地了解本发明的内容与优点，须结合附图阅读后面的详细说明，附图中：

图1是先有技术功率放大器的斜升方法以及因功率放大器负载阻抗变化导致的附带的VCO频率瞬变波动的简化的说明；

图2是众所周知的扩频收发信机的方框图，其中实施了本发明；

图3是图2中扩频收发信机的发射机部分的方框简图，描述了功率放大器电路的基本部件；

图4是本发明独创的功率放大器斜升方法的图解说明；

图5是本发明的另一实施例的简图，其中本发明的功率斜升方法用于模拟发射机电路。

优选实施例的详细说明

图2描述了已知的无线收发信机200，其中实施了本发明。该收发信机可用于依据所推荐的IEEE 802.11标准的2.4GHzISM频带WLAN应用，但本发明的范围并不依此为限。所述收发信机包括与RF功率放大器相连的可选择天线202和发射/接收开关204。低噪声放大器206工作时连接到所述天线。收发信机还包括上/下变频器208后者既连接到低噪声放大器206又连接到RF功率放大器和发射/接收开关204。上/下变频器208连接到双频率合成器210和正交IF调制/解调器212。IF调制/解调器212包括一个接收信号强度指示器(RSSI)，用以提供众所周知的RSSI监测(“察觉”)功能。还可设置一个或多个滤波器214和压控振荡器(VCO)216。上述部件包括传统的扩频收发信机的无线电部分。作者推定本文读者熟悉这些部件的工作过程。

扩频基带处理器218跟上述无线电部分相连，并包括所有为给全双工或半双工基于分组的扩频通信带来便利所必需的功能部件，本领域技术人员熟知这些功能部件。特别是，所述处理器有一板上快速双A/D转换器220与222，用以从IF调制器212接收同相(I)与正交(Q)信号。基带处理器还包括另一个快速A/D转换器224用以处理来自IF调制器212的接收信号强度指示器(RSSI)的电压。无干扰信道评估(CCA)电路226提供无干扰信道评估功能，用以避免数据冲突并优化网络吞吐量。解调器228接收快速A/D转换器的输出信号，将接收的信号收缩。调制器230执行扩展功能(这点已经清楚)。接口电路232同时跟解调器228和调制器230相连，用以连接进入/离开基带处理器的数据。所有上述部件均为本领域一般技术人员熟知。

直接序列调制是扩频技术的一种类型。为了便于说明，这里以直接序列基带处理器为例对本发明进行描述，读者将会明白，这并不是对本发明范围的限制。直接序列调制是这样形成的：将伪随机数(PN)发生器的输出序列线性调制到一串脉冲上，每个脉冲的持续时间称为片时(chip time)。11位的巴克(Barker)序列(即+++---+--+-)可用于此目的。当然，此处采用11位的巴克序列，仅作为示例而已。巴克序列为一个长度为n的二进制{-1，+1}序列{s(t)}，具有非周期自相关值|ρ_s(τ)|＜1，对于所有τ，-(n-1)＜τ＜n-1。一般，这种调制用于二进制相移键控(BPSK)信息信号。通过用直接序列调制乘以BPSK信号产生直接序列BPSK信号。为了解调接收的BPSK信号，本机PN随机数发生器(在接收机处产生PN波形用于收缩处理)须同步到接收的BPSK信号的PN波形的一个码片(chip)以内。此项功能由搜索例程实现，该例程使本机PN波形在时间上顺序按几分之一码片的步长阶跃，并在每个位置搜索接收波形与本机PN基准波形之间的强相关性。当相关性超过给定阈值时搜索终止，这表示已达到粗对准。两个PN波形进入粗对准后，采用延迟锁定或τ高频脉动(tau-dither)跟踪环来维持细对准。关于此项处理的更详尽的资料，例如可参阅本说明书中作为参考的“通信手册”(16.4(1997)，CRC出版社)(TheCommunications Handbook，16.4(1997)，CRC Press)。

下面参考图3图中示出扩频收发信机发射机的常规功率放大器电路300。飞利浦SA2400型2.46HZ直接转换零中频收发信机即为其中一种具有代表性的收发信机，虽然本发明实际可在采用功率斜升的任何收发信机或发射机上实现。功率放大器电路包括一对(F1，F2)信道滤波器302与304、同相与正交相位的上变频混频器306与308、加法器310、缓冲放大器312以及功率放大器314。频率合成器320包括压控振荡器322、锁相环(PLL)324、缓冲器326以及移相器328。一般，功率放大器314是断开的，除了在分组传输期间(或刚要开始分组传输时)。但是，频率合成器保持接通状态，因为它同时用于分组传输与接收，例如在时分双工(TDD)收发信机中。为了避免频谱邻道干扰，当有此必要时(即在起始或终止分组传输时)，功率放大器314采用与硬开关方式相反的斜升方式，这也已是众所周知的做法。但是，在先有技术中，斜升通常在分组的前同步信号开始或结束时通过提高或降低放大器增益来实现。但是，当放大器接通时，其输入阻抗改变了，由此造成频率合成器320中的频率变动。PLL 324并不能瞬时校正这些频率变动。

为了解决这一问题，本发明实现了一种新颖的功率斜升控制方法。按照该方法，在前一分组接收周期结束后和新的分组传输开始前，功率放大器314才接通。该方法采用斜升供给上变频混频器的基带调制信号的方式，取代斜升功率放大器的增益的方式。结果，在接通功率放大器时可能出现的任何VCO频率瞬变，在新的分组传输开始前有机会得以衰减。此项技术可完全将发射机功率放大器跟频率合成器VCO隔离开。

在优选的实施例中，功率放大器在足够早的时间被接通，使得VCO频率中的任何扰动得以在下一分组传输开始前安定下来。在特别优选的实施例中，功率放大器在接收机部分接收一数据分组后被尽快地接通。众所周知，有许多方法可以确定分组接收周期结束的时间。例如，确定分组接收周期的结束时间可以通过：寻找传输突发的方法、寻找CRC码的方法、查验数据字段中的帧定界符的方法、基于帧头标中的长度数据计算接收周期的方法以及其他各种方法。可以采用任何合宜的方法，因为本发明的方法设计成能与现有的收发信机电路后向兼容。

一旦接收机识别到分组接收结束(或必须发射信号的任何时候)且功率放大器已被预先接通时，发射机就等待新的分组传输的开始。一般，在分组接收结束和新的分组传输开始之间存在强制延迟。当新的分组传输开始时，或刚要开始时(在分组的前同步信号期间)，加到上变频混频器306与308上的同相与正交相位基带信号被斜升。在优选的实施例中，斜升通过基带处理器输出的数字字的简单线性递增得以实现。图4描述了最后得到的效果。该例中，所述基带信号的斜升400最好跟分组的前同步信号一起开始，该斜升持续约2微秒。前同步信号一般比斜升持续时间要长得多。不难发现，功率放大器的提早接通402会造成VCO输出中的频率变动，但是这种输出变动在V_I与V_Q基带信号被斜升前已经平息。结果，当实际信号传输开始时，就不再存在低频干扰或频率瞬变。跟先有技术的功率放大器斜升方法相比，所述控制方法具有显著的优点。

在上述方法中，无需改变常规发射机或频率合成器的电路。提供本发明功能性所必需的控制信号可用任何适宜的方式产生，例如可以采用软件驱动的处理器、微控制器、有限状态机、硬布线逻辑、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他方式。尽管优先推荐数字实现方式，但是本技术领域的一般技术人员将完全了解斜升信号也可为模拟信号。图5所示便是一个这样的实施例。

图5中，来自基带处理器的数字字输出先由数模转换器502与504转换成模拟信号，然后利用一对乘法器506与508将所得到的输出斜升。所述乘法器连接到I与Q输入并被加上功率斜升信号r(t)。模拟斜升信号r(t)可以通过如下方式产生。在触发T_X/R_X引脚(在t＝t₀时)后，在t＝t₁时经由第一低通滤波器512触发比较器510。由比较器510控制的第二低通滤波器514对每个乘法器实施控制。

在以上给出的实例中已经描述了功率的斜升。用于斜升的原理同样适用于功率的斜坡下降，即通过对调制信号作斜坡处理来实现。

以下为本发明的一些方面。

1.一种在具有功率放大器(314)与一对上变频混频器(306、308)的收发信机(200)中实施的改进的功率斜升方法包括如下步骤：

在前一分组接收周期(402)结束后接通功率放大器；

在新的分组传输(400)开始时，斜升加到所述上变频混频器的调制信号。

2.第1项中所述的方法，其中调制信号为同相与正交相位信号。

3.第2项中所述的方法，其中通过令一组代表同相与正交相位信号的数字字单调递增来实现所述调制信号的斜升。

4.第2项中所述的方法，其中通过将模拟斜升信号加到同相与正交相位信号上来实现所述调制信号的斜升。

5.第1项中所述的方法，另外包括以下步骤：在前一分组接收周期结束后，将新的分组传输的开始延迟一段给定时间。

6.第1项中所述的方法，其中：新的分组传输用前同步信号开头。

7.第1项中所述的方法，其中：所述斜升步骤出现在给定的时间周期。

8.一种收发信机(200)，它包括：

接收机；

包括功率放大器(312)与一对上变频混频器(306、308)的发射机；

包括压控振荡器(VCO)(322)的频率合成器(320)；

用以隔离功率放大器与VCO的控制器(330)，后者包括：

在前一分组接收周期(402)结束后接通所述功率放大器的装置；

以及

用以在新的分组传输(400)开始时使加到上变频混频器的调制信号斜升的装置。

9.第8项中所述的收发信机，其中，所述调制信号为同相与正交相位调制信号。

10.第9项中所述的收发信机，其中，所述斜升装置单调递增一组代表同相与正交相位信号的数字字。

11.第9项中所述的收发信机，其中，所述斜升装置包括用以产生模拟斜升信号(510、512、514)的装置以及用以将所述模拟斜升信号加到同相与正交相位基带信号上的装置。

12.第11项中所述的收发信机，其中所述信号施加装置为乘法器(506、508)。

13.第8项中所述的收发信机，它符合IEEE 802.11标准。

14.一种用于无线局域网(WLAN)的收发信机，它包括：

包括功率放大器(312)、一对上变频混频器(306、308)和频率合成器(320)的无线电电路；

连接到所述无线电电路的处理器，该处理器包括用以产生加到上变频混频器的调制信号的装置；

控制器(330)，用以在前一分组接收周期(402)结束时接通所述功率放大器并用以在新的分组传输(400)刚开始时就将加到上变频混频器的调制信号斜升。

15.第14项中所述的收发信机，其中所述控制器(330)单调递增一组代表调制信号的数字字。

16.第14项中所述的收发信机，其中所述控制器(330)包括：用以产生模拟斜升信号(510、512、514)的装置以及用以将所述模拟斜升信号加到调制信号上的装置。

17.一种在具有功率放大器(312)的发射机中使用的功率斜升方法，所述方法包括如下步骤：

在分组接收刚开始时将功率放大器断开；

在分组接收刚完成时将功率放大器(402)接通；以及

在新的分组传输(400)刚开始时将斜升调制信号加到所述功率放大器。

18.第17项中所述的功率斜升方法，其中所述调制信号为同相与正交相位信号。

19.第18项中所述的功率斜升方法，其中通过单调递增一组代表同相与正交相位信号的数字字来斜升所述调制信号。

20.第17项中所述的功率斜升方法，其中以前同步信号开始所述新的分组传输。

21.一种在具有功率放大器(312)和一对上变频混频器(306、308)的扩频收发信机(200)中实施的改进的功率斜升方法包括如下步骤：

分组传输(402)前接通功率放大器；以及

在新的分组传输(400)刚开始时使加到上变频混频器的调制信号斜升。

22.一种收发信机，它包括：

接收机；

包括功率放大器和一对上变频混频器的发射机；

包括压控振荡器的频率合成器；

用以在分组传输前将功率放大器隔离的控制器；以及

用以在新的分组传输刚开始时就将加到上变频混频器的调制信号斜升的装置。

23.第22项中所述的收发信机，其中另外还用以在分组传输结束时斜降信号的装置。

24.第11项中所述的收发信机，其中所述信号施加装置为乘法器。

25.第17项中所述的功率斜升方法，其中还包括用以在传输功率被斜降后断开功率放大器的步骤。

至此完成了对本发明的描述，有关新的权利要求在后附的权利要求书中给出。

Claims (10)

1.一种在具有功率放大器(314)和一对上变频混频器(306、308)的收发信机(200)中实施的改进的斜升方法，包括如下步骤：

在前一分组接收周期(402)结束后和在新的分组传输(400)开始前接通所述功率放大器，使由于接通产生的扰动衰减；以及

在新的分组传输(400)开始时将加到所述上变频混频器的调制信号斜升。

2.权利要求1中所述的方法，其特征在于：所述调制信号为同相与正交相位信号。

3.权利要求2中所述的方法，其特征在于：通过令一组代表所述同相与正交相位信号的数字字单调递增来实现所述调制信号的斜升。

4.权利要求2中所述的方法，其特征在于：通过将模拟斜升信号加到所述同相与正交相位信号上来实现所述调制信号的斜升。

5.权利要求1、或2、或3、或4中所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：在所述前一分组接收周期结束后，将所述新的分组传输的开始延迟一段给定的时间。

6.一种收发信机(200)，包括：

接收机；

发射机，包括连接到天线上的功率放大器(314)和一对用于上变频和/或混合新的分组传输与频率合成器(320)的信号并将混合的信号加到功率放大器(314)的上变频混频器(306、308)；

包括压控振荡器(VCO)(322)的频率合成器(320)；

用以隔离所述功率放大器与所述压控振荡器的控制器(330)，该控制器包括：

用以在前一分组接收周期(402)结束后和在新的分组传输(400)开始前接通所述功率放大器使由于接通产生的扰动衰减的装置；以及

用以在新的分组传输(400)开始时将加到所述上变频混频器的调制信号斜升的装置。

7.权利要求6中所述的收发信机，其特征在于：所述调制信号为同相与正交相位调制信号。

8.权利要求7中所述的收发信机，其特征在于：所述斜升装置单调递增一组代表所述同相与正交相位信号的数字字。

9.权利要求7中所述的收发信机，其特征在于所述斜升装置包括：

用以产生模拟斜升信号的装置(510、512、514)，以及

将所述模拟斜升信号加到所述同相与正交相位基带信号上的装置。

10.权利要求6至9中任何一项中所述的收发信机，其特征在于：所述收发信机符合IEEE 802.11标准。

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