CN1197314C - 脉码调制调制解调器的训练序列的生成 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信网络中的减损检测和补偿。一个实施例包括产生供训练模式之用的自适应数字减损学习(DIL)序列的方法，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性。该方法包括识别一对数字损耗模糊性的特征八位位组，至少部分根据噪声方差，确定所述特征八位位组的传送副本的数目，利用所述特征八位位组的传送副本的所述数目，修改标准DIL序列，从而产生供训练模式之用的自适应DIL序列。备选实施例涉及产生供训练模式之用的自适应DIL序列的设备，以及补偿通信网络中的数字损耗的设备和方法。

Description

脉码调制调制解调器的训练序列的生成

技术领域

本发明涉及通信网络中的减损检测和补偿，更具体地说，涉及检测并补偿通信网络中的数字损耗的方法和设备。

背景技术

调制解调器把二进制数据转换成调制的模拟信号，一般通过最初为语音传输设计成的设施，例如公共交换电话网(PSTN)传送所述模拟信号。常规的调制解调器把PSTN看作纯粹的模拟信道，即使在多数传输中信号呈数字形式，而脉码调制(PCM)调制解调器利用了大多数网络是数字的，并且中心位置调制解调器(例如因特网服务提供商和在线服务)通过数字连接(例如北美T1或者欧洲E1数字连接)与PSTN连接的事实。

中心位置PCM调制解调器传送对应于不同编译码器(CODEC)输出电平的8位数字字，也称为八位位组或点。在中央局或者数字回路载波(DLC，digital loop carrier)中，八位位组被转换成模拟电平，并通过模拟回路被传送给终端用户调制解调器，所述终端用户调制解调器把均衡后的数字电平变换为最初传送的八位位组。但是，由于数字网络中的数字减损，包括数字损耗(DL，digital loss)和/或夺位信令(RBS，robbed bit signaling)的缘故，在传送过程中，八位位组可能被破坏。这种破坏一般会导致在中央局或者DLC产生修改电平，所述修改电平被终端用户调制解调器接收并处理，导致在变换中不能准确地产生和中心位置调制解调器最初传送的八位位组对应的均衡数字电平。

为了减轻在数字网络中引入的减损的不利影响，在调制解调器训练模式的持续过程中识别所述减损。一般来说，调制解调器训练模式涉及中心位置调制解调器和终端用户调制解调器之间训练点序列或数字减损学习(DIL，Digital Impairment Learning)序列的传送，终端用户调制解调器分析所述训练点序列或者数字减损学习序列，以便检测通信网络中的减损或者减损组合。终端用户调制解调器识别出的这些减损或者减损组合随后被用于补偿在传送过程中引入的数字减损。于是，需要检测并补偿由通信网络的数字网络引入的减损的方法和设备。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出了一种产生供训练模式之用的自适应数字减损学习序列的方法，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性，所述方法包括：利用关于数字损耗模糊性的信息，确定一对数字损耗模糊性的特征八位位组；根据噪声方差，确定所述特征八位位组的传送副本的数目；和利用所述特征八位位组的传送副本的所述数目，修改标准DIL序列，产生供训练模式之用的自适应DIL序列，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性。

本发明还提供了一种产生供训练模式之用的自适应数字减损学习序列的设备，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性，所述设备包括：利用关于数字损耗模糊性的信息，确定一对数字损耗模糊性的特征八位位组的特征八位位组定位器；根据噪声方差，确定所述特征八位位组的传送副本的数目的复制逻辑电路；和利用所述特征八位位组的传送副本的所述数目，修改标准DIL序列，从而产生供训练模式之用的自适应DIL序列的序列修改器，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性。

附图说明

下面将结合附图说明本发明，其中相同的附图标记表示相同的部件，

图1是具有根据本发明的优选例证实施例的终端用户调制解调器的通信网络；

图2是图1的根据本发明的优选例证实施例的自适应数字减损学习(DIL)序列发生器；

图3是由图2的根据本发明的优选例证实施例的特征八位位组定位器执行的特征八位位组搜索例程的流程图；

图4是图1的根据本发明的优选例证实施例的数字损耗检测器；

图5是图4的根据本发明的优选例证实施例的编码电平估算器和检测器；

图6是图1的根据本发明的优选例证实施例的控制信号发生器；

图7是图1的根据本发明的优选例证实施例的构像(constellation)发生器；

图8是图1的根据本发明的优选例证实施例的非线性检测器；

图9是图1的根据本发明的优选例证实施例的接收器。

具体实施方式

图1图解说明了具有根据本发明的优选例证实施例配置的终端用户调制解调器104的通信网络100。通信网络100包括具有发射器(T_X)112的中心位置调制解调器108，发射器112被配置成通过公共交换电话网(PSTN)116传送八位数字字或者八位位组。按照八位位组编码方案，例如A-规则或μ规则编码，在与终端用户调制解调器104相关的中央局120中，由编译码器118(CODEC)把发射器112发送的八位位组转换成模拟电平。CODEC 118转换的模拟电平通过模拟回路124被传送给终端用户调制解调器104，终端用户调制解调器104把模拟电平映射成均衡的数字电平。终端用户调制解调器104被配置成利用在模拟线路探测阶段内获得的噪声方差，产生自适应数字减损学习(DIL)序列。该DIL序列随后被用在训练模式中，以便决定对模拟电平到均衡的数字电平的映射产生不利影响的数字损耗模糊性(digital loss ambiguities)。

数字损耗模糊性一般产生于x-dB损耗和(x+Amb_d)-dB损耗对之间，这里，模糊性偏移量(Amb_d)是大于零的预定常数，模糊性基数(x)大于零，小于模糊性偏移量。x-dB损耗和(x+Amb_d)-dB损耗对引起模糊性，因为终端用户调制解调器偶尔不能区分这两个值。改变模糊性偏移量(Amb_d)导致一组不同的数字损耗模糊性，并且对于每组数字损耗模糊性，至少存在可用于消除(resolve)所述模糊性的一个八位位组。这里把这种八位位组称为特征位组。例如，在使用A-规则编码方案(A-law coding scheme)的通信网络中，对于6.02dB的模糊性偏移量来说，存在一组数字损耗模糊性，其特征八位位组是来自第二代码段的八位位组，并且最好是来自第二代码段的第三十一个八位位组(即UCODE 31)。

为了消除数字损耗对之间的模糊性，终端用户调制解调器104确定每个数字损耗模糊性的特征八位位组。在找出数字损耗对的特征八位位组之后，利用足以容许信道噪声，最好是与噪声方差自适应的特征八位位组的若干传送副本，产生自适应DIL序列。终端用户调制解调器104的自适应DIL序列发生器128识别特征八位位组，并且利用从模拟回路124接收的模拟探测信号132，借助特征八位位组产生自适应DIL序列140。自适应DIL序列140被提供给终端用户调制解调器104的发射器144，以便传送给中心位置调制解调器108。一旦中心位置调制解调器108收到自适应DIL序列140，则随后在调制解调器训练或者DIL过程内，中心位置调制解调器108把由自适应DIL序列140确定的八位位组传送给终端用户调制解调器104。

参见图2，图中更详细地表示了图1的自适应DIL序列发生器128。一般来说，自适应DIL序列发生器128利用数字损耗模糊性的现有知识，识别特征八位位组(OCT_f)，确定特征八位位组的传送副本的数目(M_f)，并且利用特征八位位组的传送副本的数目修改基本DIL序列，以便产生自适应DIL序列。特征八位位组由特征八位位组定位器204确定，特征八位位组定位器204接收模糊性偏移量(Amb_d)，并且利用该值进行特征八位位组搜索例程，图3中图解说明了所述例程的一个例子。特征八位位组搜索例程最好被配置成识别具有非常大的功率水平的特征八位位组，并且最强的功率水平最好在一组特定的特征八位位组中。例如，假定6.02dB的模糊性偏移量和A-规则编码方案，则第二代码段的第三十一个八位位组(即UCODE 31)会是优选的特征八位位组，因为来自第二代码段的第三十一个八位位组拥有优选的距离性质(即UCODE 31和UCODE 30之间的距离为2，UCODE 31和UCODE 32之间的距离为3)。

参见图3，特征八位位组搜索例程300开始于索引(j)的初始化。索引优选被初始化为八位位组UCODE(J_max)304，并且最好被初始化为小于128的八位位组UCODE值，因为该点的发射功率仍然保持在优选范围之内。在索引的初始化304之后，例程300利用下述等式，计算模拟衰减值(A)308，并基于相同数量的损耗计算数字衰减值312：

A＝PCM_LVL(j)*10^(-Amb_d/20)             (1)

B＝PCM_LVL(DL_FUN(Amb_d，j))    (2)

这里PCM_LVL(i)是在已知输入八位位组(i)的情况下，通过在通信网络线路卡中进行D-A操作获得的编码电平，DL_FUN(x，y)是在x dB的数字损耗下，把输入八位位组(y)映射为输出八位位组(z)的数字损耗函数。一旦分别利用等式(1)和等式(2)获得模拟衰减值和数字衰减值，则就这两个数值进行比较操作316。如果模拟衰减值等于数字衰减值，则例程300还没有找到特征八位位组的位置，并在步骤320递减索引，在步骤308计算第二模拟衰减值，计算第二数字衰减值，并且由例程300进行比较操作316，直到找到不同的衰减值(即A≠B)为止。例如，利用该例程，来自第二代码段的第三十一个八位位组(即UCODE 31)被识别为特征八位位组。

参见图2，一旦特征八位位组定位器204确定了特征八位位组，则把特征八位位组提供给最小距离计算器208。最小距离计算器208使用特征八位位组定位器204确定的特征八位位组和模糊性偏移量(Amb_d)确定编码电平之间的最小距离(d_min)。最小距离计算器208进行下述操作，以便确定最小距离(d_min)：

d_min＝min(PCM_LVL(DL_FUN(2*Amb_d，OCT_f-1))-    (3)

          PCM_LVL(DL_FUN(2*Amb_d，OCT_f-1))，

          PCM_LVL(DL_FUN(2*Amb_d，OCT_f+1))-

          PCM_LVL(2*Amb_d，DL_FUN(OCT_f)))

这里PCM_LVL和DL_FUN是前面参考等式(1)和等式(2)描述的函数。该最小距离(d_min)由最小距离计算器208提供给复制逻辑电路212，以便选择提高数字损耗检测的可靠性的传送副本的数目(M_f)。

除了最小距离(d_min)之外，复制逻辑电路212还接收在调制解调器启动操作的第一阶段(通常称为模拟线路探测阶段)内获得的噪声方差(σ²)。模拟线路探测分析器216利用本领域中已知的多种技术之一产生该噪声方差。例如，可利用在1991年9月10颁发给Eyuboglu等的美国专利No.5048054，“Line Probing Modem”中描述的方法和设备产生噪声方差，该专利作为参考包含于此。一旦可从模拟线路探测分析器216获得噪声方差，并且已从最小距离计算器208收到最小距离，则复制逻辑电路212被配置成确定提供可靠数字损耗检测的传送副本的数目。

复制逻辑电路212根据若干因素，包括终端用户调制解调器利用的编码电平估算器和检测器的误差性能(Pe)，选择传送副本的数目。在不脱离本详细说明中表述的范围和精神的情况下，可利用任意类型的编码电平检测器，包括图5中所示的编码电平估算器和检测器404，其误差性能可被表示成如下所示：

$\mathrm{Pe}\≤2*Q\left(\frac{d_{\min \sqrt{M_f}}}{2\mathrm{\σ}}\right)---\left(4\right)$

这里M_f是用于产生误差性能的八位位组的传送副本的数目，Q(x)是高斯误差函数：

$Q\left(x\right)=(1/\sqrt{2\mathrm{\π}})\underset{x}{\overset{\∞}{\∫}}\exp (-x^2/2)\mathrm{dx}---\left(5\right)$

对于可靠的编码电平检测来说，误差性能最好为0.001或者更小(即Pe≤0.001)，但是，对于特定的应用，也可根据需要改变该数值。对于0.001的误差性能来说，如下求解等式(4)的不等式：

$\mathrm{Pe}\≤2*Q\left(\frac{d_{\min \sqrt{M_f}}}{2\mathrm{\σ}}\right)\≤0.001---\left(6\right)$

其结果为：

M_f≥43.34*(σ²/d_min)             (7)

利用等式(7)的关系，复制逻辑电路212选择满足该不等式的传送副本的数目(M_f)。随后把M_f的数值提供给序列修改器220，以便产生自适应DIL序列。

序列修改器220通过修改优选用于提供某一通用减损检测的标准DIL序列224，产生自适应DIL序列。标准DIL序列224的设计可以是任意数目的DIL序列设计，包括附录A的表1中所示的标准DIL序列描述符。(参见，在“A DIGITAL MODEM AND ANALOGUEMODEM PAIR FOR USE ON THE PUBLIC SWITCHEDTELEPHONE NETWORK(PSTN) AT DATA SIGNALLINGRATES OF UP TO 56000 BIT/S DOWNSTREAM AND UP TO 33600BIT/S UPSTREAM”(ITU的远程通信标准化部门，1998年9月)中给出的DIL描述符和相关讨论，该文献作为参考包含于此)。序列修改器220接收标准DIL序列224，并插入由特征八位位组定位器204提供的特征八位位组的传送副本的数目。自适应DIL序列是这种插入处理的结果，所述插入处理企图帮助消除数字损耗模糊性。例如，利用这种处理可获得当噪声方差约为50.482(即，假定-12dBm的标称信号功率，则信噪比约等于37dB)时，基本消除模糊性偏移为6.02的A-规则编码方案中的数字损耗的模糊性的自适应DIL序列。在附录A的表2中表示了改编自附录A的表1中所示的标准DIL序列描述符的自适应DIL序列。表2的自适应DIL序列具有特征八位位组(第31个八位位组)的3072个副本。

参见图1，在中心位置调制解调器108从终端用户调制解调器104收到自适应DIL序列140之后，中心位置调制解调器108通过PSTN116和模拟回路120传送包含自适应DIL序列的八位位组。终端用户调制解调器104的接收器(R_x)136以模拟信号的形式接收包含自适应DIL序列的八位位组，并且通过均衡器传递该信号，所述均衡器补偿由数字连接和模拟回路引起的幅度和延迟失真。均衡后的接收器136的输出148当被提供给模拟回路124时，是自适应DIL序列的按比例增大的估计值，并且数学上可表述为：

y_j＝g_m*x_j+w_j                      (8)

这里y_j是均衡器输出148，x_j是位于线路卡输出的编码电平，w_j是具有噪声方差(σ²)的附加白高斯噪声，g_m是和数字网络中的数字损耗相关，并且由后面参考图4说明的数字损耗检测器确定的比例因子。均衡后的输出148分别被提供给数字损耗检测器152和非线性检测器156，以便进行数字损耗检测和非线性检测。

参见图4，表示了图1的正在接收均衡输出(y_{ref，0，…}y_{ref，j，…}；y_{1， 0，…}y_1，j，…；y_2，0，…y_2，j，…；…；y_{N-1，0，…}y_{N+1，j，…}；y_f，0，…y_f，j，…)，并处理N个八位位组，一个基准八位位组(OCT_ref)和一个特征八位位组(OCT_f)的数字损耗检测器。换句话说，数字损耗检测器152正在处理N+2个八位位组。虽然数字损耗检测器152最好顺序处理所述N+2个八位位组，不过本详细说明中为了清楚及简便起见，举例说明了并行操作。一旦数字损耗检测器152收到均衡输出148，则把和所述N+2个八位位组中的每个八位位组相关的输出提供给编码电平估算和检测器404，所述编码电平估算和检测器404进行求平均值运算。图5中表示了编码电平估算和检测器404的一个例子。

参见图5，对在每T个符号间隔内到达编码电平估算和检测器404的符号进行求平均值运算，以便为T符号帧的每个阶段改进(refine)模拟本地回路的输入的按比例增大估计值，这里T依赖于带内消耗位信令(RBS)的周期。输入符号流被进行从串行到并行的转换，成为T个符号流，每个符号流由每T个符号间隔内到达的符号或者在T符号帧的相同阶段中的符号组成。求平均值器件408随后进行下述运算：

$Y_l=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{\mathrm{Tk}+1}---\left(9\right)$

这里y_j是等式(8)给出的第j个均衡器输出符号，M是用于获得第I阶段的估计值Y_I的符号的总数。如同将认识到的一样，y_j是噪声方差为(σ²)的高斯变量，Y_I也是噪声方差为(σ²)的高斯变量。但是，Y_I的噪声方差(即σ²/M)小于y_j的噪声方差。于是，Y_I提供好于均衡器输出(y_j)的估计值。编码电平估算和检测器404为所有T个阶段产生T个相当精确的估计值，这有助于避免由消耗位信令(RBS)引入的影响。

参见图4，利用由基准比例发生器416产生的基准比例412按比例缩小编码电平估算和检测器404的修正(refined)估计值408。通过把自适应DIL序列140的训练顺序(TO，Training Order)八位位组用作基准八位位组(OCT_ref)，并且利用相应的修正估计值308

由基准比例发生器416产生基准比例412。整个地，如下递推产生S个基准比例 $({\stackrel{\→}{G}}^{\left(s\right)}=\{g_0,g_1,\·\·\·,g_{S-1}\left\}\right):$

k＝0：g_j＝PCM_LVL(OCTET_ref-j)/Y_ref，0；

$g_i=\frac{k-1}{k}{g}_j+\frac{1}{k}{\mathrm{\θ}}_l,$ 这里l使得θ₁＝min(θ_i，0≤i＜S)    (10)

每个量化误差发生器420接收基准比例412

和修正的估计值408，以便计算量化误差平方和424。每个基准比例412的量化误差和424可表示成S维误差矢量 $({\stackrel{\→}{E_i}}^{\left(M\right)}=(E_{i,0},E_{i,1},\·\·\·,E_{i,M-1})),$ S维误差矢量的每个分量(E_i，j)由下式确定：

$E_{i,j}=\underset{k=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}[g_j{Y}_{i,k}-\mathrm{PCM}\_\mathrm{DAQ}\left(g_j{Y}_{i,k}\right){]}^2---\left(11\right)$

这里PCM_DAQ(x)在与模拟电平到特定编码方案的最接近编码电平，例如A-规则编码方案中的A-规则编码电平的模拟回路转换相关的线路卡中执行D-A量化功能。除了由特征八位位组开关440有条件地提供给累加器428的特征八位位组的误差矢量 之外，每个选择的八位位组的误差矢量(

…，和，

)424被直接提供给累加器428。特征八位位组开关440根据指示网络CODEC输出的修正估计值是否具有合理的低噪声方差的控制信号(CSG_A)(如后参考图6所述)，有条件地把特征八位位组的误差矢量提供给累加器428。如果网络CODEC输出的修正估计值具有合理的低噪声方差，则特征八位位组开关440把特征八位位组的误差耦接到累加器428，否则累加器428不接收供产生误差项之用的特征八位位组的该误差矢量。

累加器428根据下式产生和S个基准比例对应的S个误差项(E₀，E₁，…，E_j，…，和E_s-1)：

$E_j=E_{\mathrm{ref},j}+E_{f,j}*(1-{\mathrm{CSG}}_A)+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{n,j}$ 这里j＝0，1，…M-1    (12)

S个误差项被提供给比例选择器432，以便比较并选择S个误差项中的最小误差。比例选择器432产生代表最小误差的初步比例(g_m′)。初步比例也由比例-损耗映射器436映射成初步数字损耗值(DL_m′)。

如果确定借助特征八位位组的观察，没有充分确定数字损耗模糊性，则需要修改初步比例和初步检测数字损耗。于是，向比例修正开关442和数字损耗修正开关444提供指示利用特征八位位组的观察确定数字损耗模糊性的适合性的第二控制信号(CSG_B)。此外，如后参考图6的控制信号发生器所述，这种适合性最好与由CODEC执行的信道非线性因子和功率约束相关。在确定利用特征八位位组的观察不能充分消除数字损耗模糊性的情况下，如下利用乘法器448和加法器452修正初步比例和初步检测数字损耗信号，从而产生最佳比例(g_m)和检测损耗(DL_m)：

g_m＝g_m′*10^(-Amb_d/20)      (13)

DL_m＝DL_m′+Amb_d            (14)

否则，初步比例和初步检测数字损耗信号不被修正，并且随后被用作最佳比例和检测损耗。

参见图6，控制信号发生器160接收多个输入，以便产生包括反映接收器均衡器的性能的均方剩余误差(MSE)604的三个控制信号(CSG_A，CSG_B和CSG_C)。会认识到，训练良好的接收器均衡器的MSE一般提供比在模拟探测阶段内获得的噪声方差(σ²)更高的精度。于是，除了包含在自适应DIL序列中的T个阶段的相应特征八位位组的传送副本的数目(M_f)之外，MSE 604最好也被提供给方差计算器608。方差计算器608根据下式计算噪声方差(σ²)：

σ²＝MSE/M_f             (15)

噪声方差(σ²)代表包含在图3的编码电平估算和检测器304的输出端的估算矢量

中的修正估计值(Y_f，j)的方差。

在比较器614中比较方差计算器608计算的噪声方差和噪声阈值(THD)612，以便确定由图4的数字损耗检测器152进行的特征八位位组检测的可靠性。可利用与特征八位位组相关的最小距离(d_min)和当用于检测与特征八位位组相关的编码电平时，图5的检测器的所需最大误差性能，确定噪声阈值。重新调用等式(6)和(7)，为了满足小于或等于0.001的误差性能(Pe)，利用下式可使噪声阈值和最小距离相关：

$\mathrm{THD}=d_{\min }^2/43.34---\left(16\right)$

例如，对于A-规则网络中(x)-dB和(x+6.02)-dB数字损耗对之间的模糊性的决定来说，UCODE 31特征八位位组的THD最好是2²/43.34。如果噪声方差大于噪声阈值，则认为特征八位位组的检测不可靠。这种情况下，产生指示和特征八位位组的观察相对应的误差矢量不应用于确定数字损耗的第一控制信号(CSG_A)(例如CSG_A＝1)。但是，一旦确定特征八位位组的观察不应用于确定数字损耗，则最好启动备用措施，以便消除数字损耗模糊性(例如A-规则编码方案下，(x)dB和(x+6.02)dB之间的模糊性)。

当备用措施将被图4的数字损耗检测器用于消除数字损耗模糊性时，控制信号发生器160产生第二控制信号(CSG_B)。如果三个条件被满足，则第二控制信号指令数字损耗检测器使用备用措施消除数字损耗模糊性。首先，比较器616确定和特征八位位组的观察相对应的误差矢量不应用于确定数字损耗。其次，图7的非线性检测器156未发现非线性(即NL_FLAG＝0)，并且放松或者从终端用户调制解调器工作环境中除去施加给中央局中的CODEC输出的功率约束。

政府机构(例如联邦通信委员会(FCC))管制CODEC的标称发射功率水平(例如，FCC条例规定CODEC输出不能超过-10或-12dBm)。但是，这种约束已被放松，并且在某些情况下被管理机关除去。于是，提供功率极限指示符，以便指示功率约束的存在与否。在本例证实施例中，功率极限指示符被设置成二进制“1”或“0”，分别指示功率约束的存在或者功率约束的不存在。提供功率极限指示符，因为功率约束的存在与否会影响消除模糊性的备用措施的选择。

一旦确定对于模糊性消除来说，最好是用备用措施(例如(x)-dB数据损耗或者(x+Amb_d)-dB数字损耗的选择)，则最好始终选择数字损耗对的损耗之一。例如，最好选择(x+Amb_d)-dB数字损耗，因为即使实际数字损耗为x-dB损耗，用于补偿(x+Amb_d)-dB数字损耗的构像也难以被破坏。但是，如果构像被用来补偿(x+Amb_d)-dB数字损耗，而实际数字损耗为x-dB损耗，正比于发射功率的非线性(即网络CODEC中的谐波失真)会降低性能，因为发射功率会比设计值大Amb_d dB。另外，借助(x+Amb_d)-dB数字损耗补偿而被增大的功率会不合需要地超过前面提及的功率约束。

根据第一控制信号CSG_A和第二控制信号(CSG_B)规定的条件，控制信号发生器160产生第三控制信号(CSG_C)。更具体地说，第三控制信号提供由于噪声因素的缘故特征八位位组的观察不可用、在自适应DIL序列中不存在特征八位位组、存在过多的非线性或者在CODEC执行功率约束的指示。第三控制信号(CSG_C)的逻辑表达式可表示成：

CSG_C＝CSG_A.AND. CSG_B＝CSGA.AND.(NL_FLG.OR.PWR_LIMIT)    (17)

于是，如果该逻辑表达式规定的条件为真(即逻辑“1”)，则第三控制信号向图7的构像发生器提供指示，修改构像设计，以便补偿未被选作数字损耗输出的数字损耗对的数字损耗。

参见图7，图中更详细地表示了图1的构像发生器164。构像发生器164接收第三控制信号(CSG_C)，并且根据该信号选择两个构像设计过程之一。更具体地说，如果收到指示前述条件都不被满足(即特征八位位组的观察可用，在自适应DIL序列中存在特征八位位组，不存在过多的非线性，和在CODEC不执行功率约束)的第三控制信号，则对于构像产生来说，选择第一设计过程。

通过配置第一配置开关704和第二配置开关708选择第一设计过程和第二设计过程。基本CODEC构像设计器主要进行第一设计过程，并且在构像点之间的最小距离满足下述关系的情况下，最好产生基本CODEC构像集合：

$d_{\min }\≥\mathrm{\β}\sqrt{\mathrm{MSE}}---\left(18\right)$

这里β是容限比例因子。另外，产生基本CODEC构像集合，以致构像集合的平均功率不大于预定极限(即P_LIMIT，即P_av≤P_LIMIT)。一旦产生了满足这两个参数的基本CODEC构像集合，则发射器构像发生器714被配置成根据基本CODEC构像和数字损耗(DL_m)，产生TRANSMITTER构像集合。在第一设计过程中，在不进行修改的情况下，根据基本构像集合产生所需的CODEC构像集合。该CODEC构像集合被发送给终端用户调制解调器的接收器，所述接收器利用该集合构造检测器的阈值表。中心位置调制解调器也配有TRANSMITTER构像集合，以便补偿在数字网络中产生的数字损耗，还配有CODEC构像集合，以便获得有利于其自身接收的改善的远端回波抵消性能。

在第三控制信号指示存在非线性、实施功率约束、或者难以获得特征八位位组的可靠观察的情况下，第一配置开关604和第二配置开关608被配置成：为第二设计过程配置构像发生器164。第二设计过程包括容限比例因子β的按比例缩放，以便限制构像设计。一旦β被恰当缩放，则产生基本CODEC构像集合，以便满足由等式(15)规定的关系和平均功率极限(即P_av≤P_LIMIT)。随后构像调谐器718修正该基本CODEC构像，以致基本CODEC构像中的几乎所有点都具有与另一构像集合中的几乎所有点的一一对应的映射关系，所述另一构像集合导致应用数字损耗函数(DL_FUN(loss，y))，假定预定的模糊性偏移量(Amb_d)是数字损耗值。例如，假定基本CODEC构像集合被表示成：

OLD_CNSTL[Q]＝(c₁，c₂，…，c_j，…，c_Q)    (19)

这里Q是基本CODEC构像集合中的点的数目，c_k是该点的UCODE，并且c₁＜c₂＜...＜c_Q。修正后的具有从基本CODEC构像集合选取的P点的构像(这里P≤Q)可表示成：

NEW_CNSTL[P]＝(c₁，c_k2，c_k3，…，c_kp)        (20)

同时八位位组(c₁，c_k2，c_k3，…，和，c_kp)满足下述条件：

DL_FUN(Amb_d，c₁)≠DL_FUN(Amb_d，c_k2)≠DL_FUN(Amb_d，c_k3)≠

                                                               (21)

…≠DL_FUN(Amb_d，c_kp)

这里，预定模糊性偏移量被假定为数字损耗函数(DL_FUN)的数字损耗。从而，从基本构像中除去其它P个和Q个点({c₂，…，c_k2-1，c_k2+1，…，c_kp-1，c_kp+1，…，c_Q})。被除去的P个和Q个点满足下述条件：

DL_FUN(Amb_d，c₁)＝DL_FUN(Amb_d，c₂)＝…＝DL_FUN(Amb_d，c_k2-1)，

DL_FUN(Amb_d，c_k2)＝DL_FUN(Amb_d，c_k2+1)＝…＝DL_FUN(Amb_d，c_k31)，

…

DL_FUN(Amb_d，c_kp)＝DL_FUN(Amb_d，c_kp+1)＝…＝DL_FUN(Amb_d，c_Q)

                                                           (22)

本例中已知6.02dB的模糊性偏移量和A-规则编码方案，对于修正后的构像易于实现基本搜索，因为在6.02dB的数字损耗下，只有属于零代码段(代码段(0))和第一代码段(代码段(1))的点才可被破坏。

在构像调谐器718修正基本CODEC构像之后，修正的构像集合作为所需的CODEC构像集合被发送给终端用户调制解调器的接收器，所述接收器利用修正后的集合构造检测器的阈值表。发射器构像发生器714产生具有预定数字损耗的TRANSMITTER构像集合。随后把起源于修正构像集合的TRANSMITTER构像集合和修正构像集合提供给中心位置调制解调器，以便补偿在数字网络中产生的数字损耗。根据构像发生器164的说明应认识到，构像调谐器718和按比例缩放器704为存在于数字损耗检测中的潜在模糊性提供补偿帮助。换句话说，即使当网络中的实际数字损耗为(DL_m+Amb_d)dB时，检测的数字损耗为DL_m dB，设计的构像也足以容许附加噪声，并且几乎不被真实的数字损耗破坏，尽管对于某些点(例如已知6.02dB条件下，A-规则编码方法中的代码段(0)和第一代码段(代码段(1)))，可能存在相当数量的量化噪声。

参见图8，图中更详细地表示了图1的非线性检测器，所述非线性检测器被配置成检测接收器的均衡输出148中的非线性。虽然多种方法和设备适用于检测非线性，包括(但不局限于)使用模拟线路探测的方法和设备，但是优选的非线性检测方法把包含除特征八位位组之外的八位位组的DIL序列设计用作具有模糊性偏移量(Amb_d)的模糊性集合。选择这些非特征八位位组，并将其分成第一表808和第二表812，使得，如果第一表808包括第一非特征八位位组(x)，则第二表812包括具有为第一非特征八位位组(x)的对应编码电平的γ倍的对应编码电平的非特征八位位组，这里γ＝10^(Amb_d/20)。相反，如果第二表812包括第二非特征八位位组(y)，则第一表808包括具有和第二非特征八位位组的相应编码水平除以γ的得数相等的相应编码电平的非特征八位位组。另外，第二表812中的非特征八位位组的编码电平最好在确保这些点的发射功率在管制的标称发射功率附近的代码段中，或者在所述代码段附近。例如，在A-规则编码方案中，第四代码段(代码段94))提供发射功率接近于管制的标称发射功率的点。

第一表804和第二表812的非特征八位位组构成非线性检测器156进行的非线性检测的基础。当对应于第一表的非特征八位位组的缩放后的估计编码电平的第一总和(Z₁)和对应于第二表的非特征八位位组的缩放后的估计编码电平的第二总和(Z₂)之间的比率基本接近γ时，不存在非线性，因为由于其幅值较大的缘故，取自第一表804的点的估计值会遭受更大的失真。

为了完成比率补偿，非线性检测器148利用编码电平估算器804产生周期为T的每个阶段的按比例增大的编码电平估计值。例如，图5的编码电平估算器可用于这样的用途。编码电平估算器804产生的这些估计值对应于由同步的DIL基准发生器产生UCODE，所述DIL基准发生器在DIL过程内被操作，并且使之同步，从而其产生的八位位组是对应于当前的编码电平估算器输出的源八位位组。利用由DIL基准发生器同步产生的UCODE，第一累积开关824和第二累积开关820有选择地把编码电平估算器提供的编码电平估计值提供给第一累加器816和第二累加器820，所述第一累积开关824和第二累积开关820由与第一表824相关的第一KEY信号发生器(未示出)产生的第一KEY信号(KEY 1)822和与第二表828相关的第二KEY信号发生器(未示出)产生的第二KEY(KEY 2)信号826控制。

更具体地说，如果在第一表808中找到基准UCODE，则通过使编码电平估算器804的输出耦接到第一累加器816，激活第一KEY信号(KEY 1)，以便关闭第一表开关824。此外，如果在第二表812中找到基准UCODE，通过使编码电平估算器804的输出耦接到第二累加器816，激活第二KEY信号(KEY 2)，以便关闭第二表开关828。在第一累加器816和第二累加器816中累积的基准UCODE被提供给确定从第一表808累积的数值和从第二表812累积的数值的比率(即Z₂/Z₁)的比率计算器830。比较器832比较该比率，比较器832确定该比率是否在基于预定阈值的范围之内。更具体地说，下述确定是：

γ-THD_NL≤Z₂/Z₁≤γ+THD_NL            (23)

如果发现该比率在上下限之外，则发现存在非线性，并且比较器832产生指示这种非线性的信号(例如，NL_FLG＝1)，否则，产生指示不存在非线性的信号(例如，NL_FLG＝0)。就A-规则编码方案来说，对于在6.02的模糊性偏移量(Amb_d)下具有不明确的数字损耗的A-规则编码方案，第一表808和第二表812的两个例证表如下：

TABLE4＝{64，65，78，79}

TABLE5＝{81，82，94，95}

参见图9，图中更详细地说明了图1的接收器136的相关组件。假定使接收器时钟与网络时钟同步，在回波抵消之后，来自模拟回路的模拟输入信号902被提供给均衡器904。如前所述，均衡器904的均衡输出被提供给数字损耗检测器和非线性检测器。此外，按比例缩小装置908利用数字损耗检测器找到的最佳比例(g_m)按比例缩小均衡输出148。于是，按比例缩小装置908的输出基本上和本地交换中线路卡输出的输出相符。判定装置912使用按比例缩小装置908的输出和阈值表发生器利用图7的构像发生器产生的CODEC构像产生的阈值表914。利用CODEC构像产生的阈值表914被提供给解映射器916，所述解映射器916产生恰当的数据流。另外，通过从判定装置912的输出910中减去判定装置912的输入909，利用来自阈值表914的信息计算均衡器的剩余误差(即MSE)。

根据前述说明，应认识到提供了检测并补偿由通信网络的数字网络和模拟回路引入的减损的方法和设备。虽然在前述说明中介绍了一个例证实施例，但是应明白存在实施例中的各种各样变化。最后，应认识到该实施例只是优选的例证实施例，决不打算限制本发明的范围、适用性或配置。相反，前述详细说明向本领域的技术人员提供实现本发明的优选例证实施例的便利路线图。要明白在不脱离如附加权利要求中陈述的本发明的精神和范围的情况下，可对例证的优选实施例中描述的部件的功能和安排做出各种改变。

附录A

表1标准DIL描述符

N＝150；L_SP＝96；L_TP＝1；

Ref_C＝{78，78，78，78，78，78，78，78}；

H_C＝{112，64，32，16，16，16，16，16}；

SP＝{0x8d，0x41，0x72，0xbe，0x72，0x8d，0x41，0x8d，0xbe，0x72，0xbe，0x41}

TO＝{ 78，78，78，78，78，78，78，78，75，65，35，35，34，34，64，76，

79，80，86，94，96，98，100，102，103，101，99，97，95，87，81，77，

    65，35，35，34，34，64，74，75，65，35，35，34，34，64，76，79，

80，86，94，96，98，100，102，103，101，99，97，95，87，81，77，65，

    35，35，34，34，64，74，73，69，63，59，55，51，47，43，

39，33，

    29，25，21，17，11，3，5，13，18，22，26，30，36，40，

44，48，

        52，56，60，66，70，82，84，88，90，92，104，

106，108，110，111，109，

        107，105，93，91，89，85，83，71，67，61，57，53，49，

45，41，37，

        31，27，23，19，15，9，1，7，16，20，24，28，32，

38，42，46，

        50，54，58，62，68，72}

表2表1的自适应DIL序列

N＝158；L_SP＝96；L_TP＝1；

Ref_C＝{78，78，78，78，78，78，78，78}；

H_C＝{112，64，32，16，16，16，16，16}；

SP＝{0x8d，0x41，0x72，0xbe，0x72，0x8d，0x41，0x8d，0xbe，0x72，0xbe，0x41}

TO＝{ 78，78，78，78，78，78，78，78，75，65，35，35，31，31，34，34，

64，76，79，80，86，94，96，98，100，102，103，101，99，97，95，87，

    81，77，65，35，35，31，31，34，34，64，74，75，65，35，35，31，

    31，34，34，64，76，79，80，86，94，96，98，100，

102，103，101，99，

    97，95，87，81，77，65，35，35，31，31，34，34，64，74，73，69，

    63，59，55，51，47，43，39，33，29，25，21，17，11，3，5，13，

    18，22，26，30，36，40，44，48，52，56，60，66，70，

82，84，88，

90，92，104，106，108，110，111，109，107，105，93，91，89，85，83，71，

    67，61，57，53，49，45，41，37，31，27，23，19，15，9，1，7，

    16，20，24，28，32，38，42，46，50，54，58，62，68，72}

例证的自适应DIL序列中的点31有3072个副本，这足以在A-规则网络中提供对不小于37dB的SNR的可靠检测。

Claims (10)

1、一种产生供训练模式之用的自适应数字减损学习(DIL)序列的方法，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性，所述方法包括：

利用关于数字损耗模糊性的信息，确定一对数字损耗模糊性的特征八位位组；

根据噪声方差，确定所述特征八位位组的传送副本的数目；和

利用所述特征八位位组的传送副本的所述数目，修改标准_DIL序列，产生供训练模式之用的自适应DIL序列，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性。

2、按照权利要求1所述的方法，还包括在模拟线路探测阶段内获得所述噪声方差。

3、按照权利要求1所述的方法，还包括：

确定数字电平之间的最小距离；和

至少部分根据所述噪声方差和所述最小距离，确定所述特征八位位组的传送副本的所述数目。

4、按照权利要求3所述的方法，还包括：

选择误差性能；和

至少部分根据所述噪声方差、所述最小距离和所述误差性能，确定所述特征八位位组的传送副本的所述数目。

5、按照权利要求4所述的方法，其中至少部分根据下述不等式选择所述特征八位位组的传送副本的所述数目(M_f)：

$\mathrm{Pe}\≤2*Q\left(\frac{d_{\min }\sqrt{M_f}}{2\mathrm{\σ}}\right)$

这里Pe是所述误差性能，Q(x)是高斯误差函数，d_min是所述最小距离，σ²是噪声方差。

6、按照权利要求1所述的方法，其中自适应DIL序列被用在训练模式中，以消除A-规则编码方案的数字损耗模糊性。

7、按照权利要求6所述的方法，其中所述特征八位位组是来自第二代码段的第三十一个八位位组(UCODE 31)。

8、一种产生供训练模式之用的自适应数字减损学习(DIL)序列的设备，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性，所述设备包括：

利用关于数字损耗模糊性的信息，确定一对数字损耗模糊性的特征八位位组的特征八位位组定位器；

根据噪声方差，确定所述特征八位位组的传送副本的数目的复制逻辑电路；和

利用所述特征八位位组的传送副本的所述数目，修改标准DIL序列，从而产生供训练模式之用的自适应DIL序列的序列修改器，所述训练模式帮助消除影响通信网络中模拟电平到数字电平的映射的数字损耗模糊性。

9、按照权利要求8所述的设备，还包括用来在模拟线路探测阶段内获得所述噪声方差的模拟线路探测分析器。

10、按照权利要求8所述的设备，还包括用来确定数字电平之间的最小距离的最小距离计算器，所述最小距离被所述复制逻辑电路用于确定所述特征八位位组的传送副本的所述数目。

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