CN118174721A - 一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环，属于电网电压频率信号检测提取相关技术领域。本发明针对非理想电网条件下，常规锁频环锁频效果不佳的弊端，提出基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环。为了增强锁频环抗扰动性能，本发明设计出可滤除电网基波负序分量的新型广义积分滤波器，并由此构造并设计出具有直流偏移消除功能的基于双重新型广义积分滤波器的锁频环。将两个双重新型广义积分滤波器的锁频环通过并联的方式组成并联双重新型广义积分滤波器的锁频环，将设计的锁频环纳入到三相并网锁相环中，实现非理想电网条件下准确获取电网电压频率和相位的目的。本发明主要用于非理想电网条件下的并网同步过程中。
Description
技术领域
本发明属于电网电压频率信号检测提取相关技术领域，特别涉及一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环。
背景技术
当前，为了满足全球能源政策，可再生能源已通过同步并网转换器广泛地与电网联系在一起。可再生能源的高集成度往往会产生低短路比区域，这表明电网弱接地性增加。弱电网通常指具有低低短路比、高等效电网阻抗、显著的敏感性以及较高的电压不稳定风险的电力系统。在弱电网中，电网信息在扰动之后可能经历平稳或突然的变化。例如，电网可能经历严重的电压骤降，并且电力系统中也会发生短路故障，这将导致剧烈的频率和相位跳变。这时并网转换器中同步单元的能力在维持系统稳定性方面将起到至关重要的作用，特别是在电网强度直接影响同步单元功能的弱电网条件下。常用的同步单元包括锁频环和锁相环等。
然而在电网同步中，必须解决任何与同步相关的多种问题。其中一个问题是电网电压测量中的直流偏移，这在过去几年中引起了人们对电网连接转换器中具有直流偏移抑制能力的简单、快速和准确的锁频环算法设计的关注。此外，电网畸变时谐波对电网同步的影响也较为严重，因此从锁频环滤波角度出发，现有的技术很难达到对噪声的抑制效果。欲加强锁频环的滤波器对噪声的抑制效果，需要开发出同时具有直流偏移和谐波同时消除的理想型锁频环。
发明内容
本发明目的是为了解决上述技术的不足，提供一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环。
为了达到上述目的，本发明所提供的技术方案是：
本发明提出了一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环，该基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环由双重新型广义积分滤波器(DNGIF)和锁频控制单元组成。
双重新型广义积分滤波器(DNGIF)的输入信号u是频率为ω的正弦信号，其输出信号为vDa和vDb，同步误差信号为εv，同步误差信号εv与一路输出信号vDb的乘积εf为频率误差信号，锁频控制单元的输出估计频率为锁频控制单元以频率误差εf为控制信号，通过一个带负反馈系数-γ的积分器不断调整输入信号频率ω与估计频率/>的偏差，进而使得频率误差信号εf等于零，最终使输入信号频率ω和估计频率/>相等，实现锁频功能。频率信号由锁频控制单元输入至双新型广义积分滤波器(DNGIF)作为其谐振频率，实现频率自适应功能。
所述基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环(DNGIFFLL)，由两个新型广义积分滤波器(NGIF)级联并与一个锁频控制单元组成，其传递函数为
和
式中，u为双重新型广义积分滤波器的输入，vDa和vDb分别为双重新型广义积分滤波器的两个输出，为谐振频率，s表示s域，ξ值取0.7，k取3。
基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环(DNGIFFLL)能有效消除电网电压中的直流偏移电压，并具有良好的谐波电压滤除功能；
所述新型广义积分滤波器(NGIF)，其结构是由两个积分器、两个加法器、四个乘法器和两个常数比例控制器组成，其传递函数公式为
和
式中，u为新型广义积分滤波器(NGIF)的输入，va和vb分别为新型广义积分滤波器(NGIF)的两个输出。
本发明的有益效果：
本发明提出的一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环，可实现锁频环在非理想电网条件下的抑制直流偏移和谐波的能力，同时还可明显改善锁频环在非理想电网条件下的频率锁定精准度。对比其他锁频方法，该发明具有应对电网变化调整周期短，抗干扰能力强等优势。
附图说明
图1为本发明所提供的新型广义积分滤波器(NGIF)结构图；
图2为本发明所提供的新型广义积分滤波器(NGIF)的传递函数波特图；
图3为本发明所提供的基于双重新型广义积分滤波器的锁频环(DNGIFFLL)结构图；
图4为本发明所提供的基于双重新型广义积分滤波器的锁频环(DNGIFFLL)的传递函数波特图；
图5为本发明所提供的基于并联双重新型广义积分滤波器锁频环(PDNGIFFLL)的锁相环结构图；
图6为本发明所提供的基于并联双重新型广义积分滤波器锁频环(PDNGIFFLL)的传递函数波特图；
图7为本发明所提供的PDNGIFFLL和MAF组成的滤波器的的传递函数波特图；
图8为本发明实施例中电网电压发生相位-40°相位跳变时的相位误差图；
图9为本发明实施例中电网电压发生相位-40°相位跳变时的频率估计图；
图10为本发明实施例中电网电压发生谐波畸变且频率发生+3Hz变化时的相位误差图；
图11为本发明实施例中电网电压发生谐波畸变且频率发生+3Hz变化时的频率估计图；
图12为本发明实施例中电网电压注入不同数值的直流偏移电压时的相位误差图；
图13为本发明实施例中电网电压注入不同数值的直流偏移电压时的频率估计图。
具体实施方式
为使本发明解决的技术问题、采用的技术方案和达到的技术效果更加清楚，下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。
针对非理想电网下常规锁频环容易受到电网谐波和直流偏移电压影响的问题，提出一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环。
本发明的实现原理：
该基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环由双重新型广义积分滤波器(DNGIF)和锁频控制单元组成。
双重新型广义积分滤波器(DNGIF)的输入信号u是频率为ω的正弦信号，其输出信号为vDa和vDb，同步误差信号为εv，同步误差信号εv与一路输出信号vDb的乘积εf为频率误差信号，锁频控制单元的输出估计频率为锁频控制单元以频率误差εf为控制信号，通过一个带负反馈系数-γ的积分器不断调整输入信号频率ω与估计频率/>的偏差，进而使得频率误差信号εf等于零，最终使输入信号频率ω和估计频率/>相等，实现锁频功能。频率信号由锁频控制单元输入至双新型广义积分滤波器(DNGIF)作为其谐振频率，实现频率自适应功能。
在电网处于恶劣的非理想条件下，常规的三相同步锁频环通常不具有谐波和直流偏移电压抑制能力，从而导致其锁频精度变差。为了在非理想条件电网条件下克服上述问题，本发明提出一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环。首先，提出一种新型广义积分滤波器(NGIF)，并基于新型广义积分滤波器(NGIF)构造并设计出基于双重新型广义积分滤波器的锁频环(DNGIFFLL)。将两个双重新型广义积分滤波器的锁频环通过并联的方式组成并联双重新型广义积分滤波器的锁频环(PDNGIFFLL)，将设计的PDNGIFFLL纳入到QT1型三相并网锁相环中，实现非理想电网条件下准确获取电网电压频率和相位的目的，具体实现步骤如下：
1)新型广义积分滤波器实现
由于基波负序分量会对锁频环的锁频精度产生严重的影响，因而需要有效滤除基波负序分量并能准确提取基波正序分量。为达到这一目的，本发明提出了一种新型广义积分滤波器(NGIF)，其结构如图1所示。
由图1可得NGIF的传递函数表达式为：
其中u为NGIF的输入，va和vb为NGIF，ξ取0.7，k取3，则NGIF-a和NGIF-b的波特图示如图2所示。从如图2可以观察到，NGIF-a可视为一个带通滤波器，并且在频率处，NGIF-a的增益值为0dB和相位为0。此外NGIF-b也可视为一个低通滤波器，在频率/>处与NGIF-a有90°相位差。由于NGIF-a具有带通滤波器的性能，且在αβ坐标系下直流偏移分量集中在0Hz处，而NGIF-a在0Hz处的增益值约为-30db，可认为NGIF-a能将直流分量衰减为0。而NGIF-b在0Hz处的增益值约为0dB，因而NGIF-b无法滤除直流分量。因此，NGIF可以无法滤除直流偏移电压。
2)基于双重新型广义积分滤波器的锁频环实现
为了去除电网中直流偏移分量对锁频精度的影响，并且进一步提高锁频环的动态收敛时间，本发明将两个新型广义积分滤波器串联并结合锁频控制单元提出了一种基于双重新型广义积分滤波器的锁频环(DNGIFFLL)，其结构如图2所示。
图2中，DNGIFFLL结构由两个NGIF模块和一个锁频控制单元构成。图中，u为输入信号；vDa和vDb为双重新型广义积分滤波器的输出信号；k为增益系数。εv为同步误差信号，将εv与vb的乘积εf为频率误差信号；γ为反馈系数；为锁频环(FLL)检测出的输入信号频率。
通过计算，可以得出DNGIFFLL的传递函数如下：
k同样取3，DNGIFFLL-a和DNGIFFLL-b的波特图示如图4所示。从如图4可以观察到，DNGIFFLL-a可视为一个带通滤波器，并且在频率处，DNGIFFLL-a的增益值为0dB和相位为0。此外DNGIFFLL-b也可视为一个带通滤波器，在频率/>处与DNGIFFLL-a有90°相位差。由于DNGIFFLL-a和DNGIFFLL-b都具有带通滤波器的性能，且在αβ坐标系下直流偏移分量集中在0Hz处，而DNGIFFLL-a和DNGIFFLL-b在0Hz处的增益值都很低，可认为它们能将直流分量衰减为0。
3)基于并联双重新型广义积分滤波器锁频环的锁相环实现
通常，锁频环可作为锁相环的前置滤波器用来提取基波正序分量，为了达到在αβ坐标系下减少基波负序分量对锁相环锁相精度的干扰，本发明采用常规方式将两个DNGIFFLL的并联并结合交叉运算的形式提出并联双重新型广义积分型滤波器(PDNGIFFLL)结构。
将所提出PDNGIFFLL结构应用与QT1-PLL中的控制外环，可得到本发明提出的新型锁相环(PDNGIFFLL-PLL)结构，如图5所示。由图5可以得到PDNGIFFLL的运算表达式如下
其中vα，vβ，分别为输如信号的α轴分量和β轴分量，和/>分别为含有基波正序电压分量的输出信号的α轴分量和β轴分量。其中为了提取基波正序分量，可以通过在αβ坐标系下使用了对称分量方法，其实现方式为图中对应的FPSC结构。
根据复变滤波器理论，PDNGIFFLL传递函数的实部和虚部数学表达式分别为
由以上两个等式可以得到PDNGIFFLL的传递函数为
根据公式(8)，绘制出PDNGIFFLL(s)的波特图如图4所示，这里k取3。
观察图4可知，在αβ坐标系下，PDNGIFFLL(s)在-50Hz处的放大倍数值为-∞，0Hz处的放大倍数值也为-∞，说明电网电压中的基波负序分量和直流偏移分量都可以被PDNGIFFLL(s)抑制。在50Hz处PDNGIFFLL(s)放大倍数为0，对应相位为90°，这意味着PDNGIFFLL(s)可以准确提取基波正序分量，而造成的-90°相位滞后可以对其进行-90°相位补偿来修正。
本发明提出的新型锁相环是基于QT1-PLL设计而成的，QT1-PLL的锁相环内环采用平均值滤波器(MAF)作为其滤波器，而其控制部分采用精简的比例控制器kp进行控制。其中MAF的传递函数为式中Tω为时间窗参数，本发明取值0.0033s。
由图5可知，由本发明提出的PDNGIFFLL和MAF组成的滤波器的传递函数为
根据公式(9)，绘制出PDNGIFFLL和MAF组成的滤波器的波特图如图7所示。由图7可知，在dq坐标系下，组成的滤波器在-100Hz处的放大倍数值为-∞，50Hz处的放大倍数值也为-∞，说明电网电压中的基波负序分量和直流偏移分量都可以被PDNGIFFLL抑制。在-600Hz、-300Hz和300Hz和600Hz对应的放大倍数也为-∞，说明其可以滤除电网中的主要次谐波电压。在50Hz处组成的滤波放大倍数为0，并且其对应相位为可以准确完整的提取基波正序分量，说明其可以实现完整提取基波正序分量的任务。
至此，完成基于并联双重新型广义积分滤波器锁频环的锁相环的结构设计。
以下为具体实施案例：
为验证所提出PDNGIFFLL-PLL的有效性和优越性，利用MATLAB/Simulink对该方法进行仿真分析，相关的仿真参数为电网每相电压的额定幅值为1p.u.，电网电压额定频率为50Hz，采样周期为100μs。为更好的模拟并网故障环境，本实验设置了三种工况环境，包括相位跃变、电压畸变条件下的频率突变及直流偏移电压注入。此外，为能更全面地展现PDNGIFFLL-PLL在性能方面的优势，将该锁相环(PLL)与DSOGI-PLL和MAF-PLL做了对比实验验证。其中本发明提出的PDNGIFFLL-PLL的PI控制参数为kp＝74。
具体实施效果为：
图8和图9分别是本发明实施例中电网电压发生相位-40°相位跳变时的相位误差和频率估计图，由图8和图9可见，本发明提出的PDNGIFFLL-PLL和DSOGI-PLL所用的暂态调整时间基本一致，而MAF-PLL的暂态调整时间比较长，其过长的动态响应时间无法满足电网并网要求。此外，对与图8所显示的曲线可以看出，DSOGI-PLL的超调量远大于本发明提出的PDNGIFFLL-PLL，因此PDNGIFFLL-PLL的性能更优。
图10和图11分别是本发明实施例中电网电压发生谐波畸变且频率发生+3Hz变化时的相位误差和频率估计图，由图10和图11可知，由于PDNGIFFLL-PLL和MAF-PLL的滤波单元具有谐波消除功能，因而其曲线较为平顺。而DSOGI-PLL由于不具有谐波消除功能，因而其估计频率和相位误差曲线都出现了一定的波动，说明其在此情况下无法正常工作。此外，由图还可以看出PDNGIFFLL-PLL的动态调整时间明显优于MAF-PLL，因为其由于更好的性能。
图12和图13分别是本发明实施例中电网电压注入不同数值的直流偏移电压时的相位误差和频率估计图，由图12和图13可知，由于PDNGIFFLL-PLL和MAF-PLL的滤波单元都具有直流偏移消除功能，因而它们的都曲线较为平顺，说明其可以消除直流偏移对锁相功能的影响。然而DSOGI-PLL不具有直流偏移消除功能，因而其频率估计和相位估计曲线存在较大的振荡，因此其无法在此情况下完成锁相功能。此外，通过图13还可以看出，本发明提出的PDNGIFFLL-PLL所用的调整时间较短。因此说明本发明提出的PDNGIFFLL-PLL性能最优。
通过图8-图13的对比，可以看出基于本发明提出的双重新型广义积分滤波器锁频环的锁相环在滤波能力和动态跟踪电网频率和相位方面都有良好的表现，可在非理想电网条件下排除谐波和直流偏移对其影响，可适用于并网同步应用。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其进行限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而这些修改或者等同替换亦不能使修改后的技术方案脱离本发明技术方案的精神和范围。
Claims (3)
1.一种基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环，其特征在于：该基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环由双重新型广义积分滤波器(DNGIF)和锁频控制单元组成；
双重新型广义积分滤波器(DNGIF)的输入信号u是频率为ω的正弦信号，其输出信号为vDa和vDb，同步误差信号为εv，同步误差信号εv与一路输出信号vDb的乘积εf为频率误差信号，锁频控制单元的输出估计频率为锁频控制单元以频率误差εf为控制信号，通过一个带负反馈系数-γ的积分器不断调整输入信号频率ω与估计频率/>的偏差，进而使得频率误差信号εf等于零，最终使输入信号频率ω和估计频率/>相等，实现锁频功能；频率信号/>由锁频控制单元输入至双新型广义积分滤波器(DNGIF)作为其谐振频率，实现频率自适应功能。
2.根据权利要求1所述的基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环，其特征在于:
所述基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环(DNGIFFLL)，由两个新型广义积分滤波器(NGIF)级联并与一个锁频控制单元组成，其传递函数为
和
式中，u为双重新型广义积分滤波器的输入，vDa和vDb分别为双重新型广义积分滤波器的两个输出，为谐振频率，s表示s域，ξ值取0.7，k取3；
基于双重新型广义积分滤波器的电网同步锁频环(DNGIFFLL)能有效消除电网电压中的直流偏移电压，并具有良好的谐波电压滤除功能。
3.根据权利要求2所述的新型广义积分滤波器(NGIF)，其特征在于:
所述新型广义积分滤波器(NGIF)，其结构是由两个积分器、两个加法器、四个乘法器和两个常数比例控制器组成，其传递函数公式为
和
式中，u为新型广义积分滤波器(NGIF)的输入，va和vb分别为新型广义积分滤波器(NGIF)的两个输出。
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