CN118157538A - 用于三相交流电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

一种控制装置(1)，其配置成通过d‑q轴控制来控制三相交流电机的电流，并且包括：q轴电流控制器(2)，其配置成接收作为一个输入的基于位置命令值X计算的加速转矩命令值τ_f，并且输出待与q轴电压命令值v_q ^*相加的控制器输出电压Δe_q。所述q轴电流控制器(2)基于加速转矩命令值τ_f计算加速q轴电流命令值i_qf ^*，该加速q轴电流命令值i_qf ^*是与加速转矩命令值τ_f对应的电流命令值，以及将通过将加速q轴电流命令值i_qf ^*乘以指示PI控制和I‑P控制之间的切换比例的IP系数K_IP并乘以q轴比例增益G_qp而获得的值与所述控制器输出电压Δe_q相加。

Description

用于三相交流电机的控制装置

相关申请的交叉引用

本申请要求于2022年12月7日提交的日本专利申请号为2022-195912的优先权，该日本专利申请的全部内容(包括说明书、权利要求书、附图和摘要)通过引用并入本文。

技术领域

本说明书公开了这样一种控制装置，其控制三相交流电机(例如，同步电机或感应电机)，以便控制NC机床等中的轴(例如，进给轴或主轴)或者通用工业机器中的待控制对象的速度、位置和传递转矩中的至少一者。

背景技术

通常，在用于控制NC机床中的轴的控制装置中，采用三相交流电机(以下称为交流电机或电机)作为致动器。此外，在控制装置中，针对从主机装置输出的位置命令值提供与位置、速度和电流相关的多控制回路，从而实现足够的控制稳定性和遵循性能的高位置命令。

图9是示出了使用三相交流电机作为驱动电机的常规控制装置200的示例的框图。现在将描述常规控制装置200。位置命令值X从主机装置(未图示)输出到常规控制装置200。从固定在电机300上的位置检测器301输出的电机300的旋转角θm是指示连接到电机300并由电机300驱动的负载302(例如受驱动工作台)的位置的位置检测值。在减法器50中将位置命令值X减去旋转角θm，得到的输出是位置偏差DIF。

在位置偏差放大器52中将位置偏差DIF放大位置环路增益Kp倍。同时，在微分器51中对位置命令值X进行关于时间的微分(其中s对应于拉普拉斯变换算子)，并且输出子速度命令ω_f。加法器53将子速度命令值ω_f和位置偏差放大器52的输出相加，并输出最终速度命令值ω_m*。

微分器54对位置检测值θm进行关于时间的微分，并输出速度检测值ω_m。在减法器55中，将速度命令值ω_m*减去速度检测值ω_m。在速度控制器57中作为减法器55输出的速度偏差Δω_m经历PI(比例积分)放大。同时，在微分器56中对子速度命令值ω_f进行关于时间的微分，然后乘以J，由此获得用于电机的加速转矩命令值τ_f。这里，J是总惯性矩；也就是说，J是电机的惯性矩+负载的惯性矩。加法器58将速度控制器57的输出Δτ_c(以下称为控制器输出转矩Δτ_c)和加速转矩命令值τ_f相加，由此获得最终转矩命令值τ_c ^*。

在永磁同步电机(通常分为表面磁同步电机(SPMSM)和内部磁同步电机(IPMSM))和磁阻同步电机(SynRM)的情况下，d-q轴控制计算器61基于N-τ(速度-转矩)特性，速度检测值ω_m等来计算并输出关于电机转矩命令值τ_c ^*的q轴电流命令值i_q ^*和d轴电流命令值i_d ^*。

另一方面，在感应电机(IM)的情况下，d-q轴控制计算器61基于感应电机的场削弱特性和速度检测值ω_m来计算d轴电流命令值i_d ^*，基于d轴电流检测值i_d来计算d轴次级磁通量并且基于转矩命令值τ_c ^*和d轴次级磁通量/>来计算并输出q轴电流命令值i_q ^*。此外，基于d轴电流检测值i_d和q轴电流命令值i_q ^*，d-q轴控制计算器61计算滑动角速度ωs，将其与稍后描述的电角速度ω_re(图中未示出)相加，从而计算并输出电流角速度ω和作为其时间积分的电流相位角θ。

从d-q轴控制计算器61输出的d轴电压前馈V_dff和q轴电压前馈V_qfr由用于在d轴和q轴之间解耦的电压补偿值等(图中未示出)组成，并且用于改善电流控制响应。

在乘法器59中，将位置检测值θm乘以电机极对p的数目，由此获得电角度θre。微分器60对电角度θre进行关于时间的微分，并输出电角速度ωre。(通常，在同步电机中，电角速度ωre＝当前角速度ω)。由U相电流检测电路70和V相电流检测电路7l检测电机的U相电流i_u和V相电流i_v。

可以通过i_w＝-(i_u+i_v)来计算W相电流i_w。由于在三相电流中i_u+i_v+i_w＝0，因此通常检测三相中的两相并通过计算来确定剩余的一相。三相/d-q转换器66通过基于U相电流i_u、V相电流i_v和电角度θre(或者，在IM的情况下，为电流相位角θ)执行坐标转换来计算并输出d轴电流检测值i_d和q轴电流检测值i_q。

减法器62将d轴电流命令值i_d ^*减去d轴电流检测值i_d，从而计算d轴电流误差Δi_d。d轴电流控制器63是执行d轴电流误差Δi_d的PI(比例积分)放大的误差放大器，并且Δe_d表示d轴电流控制器63的输出电压。

减法器64将q轴电流命令值i_q ^*减去q轴电流检测值i_q，从而计算q轴电流误差Δi_q。q轴电流控制器65是执行q轴电流误差Δi_q的放大的误差放大器，并且Δe_q表示q轴电流控制器65的输出电压(以下称为控制器输出电压Δe_q)。

作为误差放大器的q轴电流控制器65的操作通常由式(1)和式(2)表示。

Δe_q＝Δi_q(G_qp+G_qi/s)……(I)

Δe_q＝-i_qG_qp+Δi_qG_qi/s……(2)

这里，G_qp表示q轴比例增益，G_qi表示q轴积分增益。式(1)称为PI控制，而式(2)称为I-P控制。

图10示出了q轴电流控制器65的另一示例性配置。在放大器80中q轴电流误差Δi_q被放大(1-K_IP)倍，然后在比例放大器81中被放大比例增益G_qp倍。同时，在具有积分增益G_qi的积分放大器82中对q轴电流误差Δi_q进行积分放大，并且在加法器83中将其与比例放大器81的输出相加。在放大器84中q轴电流检测值i_q被放大K_IP倍，然后在比例放大器85中被放大比例增益G_qp倍。减法器86将加法器83的输出减去比例放大器85的输出，并输出控制器输出电压Δe_q。

图10所示的q轴电流控制器65的操作可由式(3)表示。

Δe_q＝(I-K_IP)i_q*G_qp-i_qG_qb+Δi_qG_qi/s……(3)

这里，IP系数K_IP是一个变量，根据控制状态假设值在0≤K_IP≤1的范围内。当K_IP＝0时，应用PI控制，而当K_IP＝1时，应用I-P控制。

加法器67将d轴电流控制器63的输出电压Δe_d和d轴电压前馈v_dff相加，并输出d轴电压命令值V_d ^*。类似地，加法器68将q轴电流控制器65的控制器输出电压Δe_q和q轴电压前馈v_qff相加，并输出q轴电压命令值V_q ^*。

d-q/三相转换器69基于d轴电压命令值V_d ^*、q轴电压命令值V_q ^*和电角度θre(或者，在IM的情况下，为电流相位角θ)执行坐标转换，以获得针对相应U相、V相和W相的转换后的电压命令值。这些电压命令值在PWM逆变器(图中未示出)中经历功率放大，并且输出为用于电机驱动的相位电压(v_u、v_v、v_w)。输出相位电压被施加到电机的各个相位，从而产生相位电流。

以上描述了示例性的常规控制装置200的配置。为了根据位置命令值X以高精度控制作为受控对象的负载302的位置检测值θm，需要在作为最小回路的电流控制回路中，特别是在用于控制转矩的q轴电流控制器中提供高控制性能。

现在将参考图10来解释q轴电流控制回路的控制性能。通常，在PI控制的情况下(其中K_IP＝0)，实现高命令跟随性能和良好的响应性，使得PI控制适合于伺服应用。然而，当控制增益(G_qp和G_qi)增加时，易于发生由于控制引起的振动，并且稳定性降低。

另一方面，在I-P控制(其中K_IP＝1)的情况下，稳定性高，并且即使当为了抑制电压干扰而增加控制增益时也不容易发生由于控制引起的振动，但是命令跟踪性能低，使得I-P控制适于调节器应用。换句话说，在控制装置中不能实现足够的命令跟随性能。

鉴于q轴电流误差Δi_q在调节器应用中减小而在伺服应用中增大的趋势，存在如下情况：根据q轴电流误差Δi_q的幅度|Δi_q|可变地控制IP系数K_IP，使得当|Δi_q|减小(趋向0)时，K_IP增大趋向l，并且当|Δi_q|增大时，K_IP减小趋向0。然而，在近年来的控制装置中，即使在|Δi_q|增大期间加速和减速时刻，不仅需要具有足够的命令跟随性能，而且还需要具有高干扰抑制性能和稳定性。

发明内容

本说明书公开了用于三相交流电机的控制装置，其中该控制装置使用d-q轴控制来执行三相交流电机中的电流控制，以便控制进给轴或主轴的转矩、速度和位置，并且包括q轴电流控制器，该q轴电流控制器能够确保与PI控制所表现的性能等效的高命令跟随性能，同时保持I-P控制所表现的高干扰抑制性能和稳定性。

在本说明书公开的控制装置中，基于三相交流电机的加速转矩命令值τ_f，计算加速q轴电流命令值i_qf ^*，并且将K_IP·i_qf ^*·G_qp作为比例补偿与q轴电流控制器的控制器输出电压Δe_q相加。

在本说明书公开的三相交流电机的控制装置中，在IP系数K_IP＝1的条件下，加速q轴电流命令值i_qf ^*和q轴电流检测值i_q之间的差(i_qf ^*-i_q)由q轴比例增益G_qp放大，并用作q轴电流控制器的比例分量。通过这样做，可以保持I-P控制所表现的高干扰抑制性能和稳定性，并且还使q轴电流检测值i_q被赋予与加速q轴电流命令值iqf*有关的高指令跟随性能。

此外，混合在速度检测值ω_m中并且包含在q轴电流命令值iqf*中的机械振动分量不被G_qp放大。因此，与PI控制相比，q轴电流控制器关于机械谐振频率的响应增益将显著降低。结果，可以消减插置在速度控制回路中的振动抑制滤波器(例如陷波滤波器)。

附图说明

将基于以下附图来描述本发明的一个或多个实施例，其中：

图1是示出了使用三相交流电机作为驱动电机的控制装置的示例性配置的框图；

图2是示出了q轴电流控制器的示例性配置的框图；

图3是示出系了数/增益设置单元的示例性配置的框图；

图4是用于确定q轴电流控制器的频率特性的框图模型；

图5是示出了当K_IP＝0时q轴电流控制器的示例性频率特性的曲线图；

图6是示出了当K_IP＝1时q轴电流控制器的示例性频率特性的曲线图；

图7是示出了使用三相交流电机作为驱动电机的控制装置的另一示例性配置的框图；

图8是示出了速度控制器的示例性配置的框图；

图9是示出了使用三相交流电机作为驱动电机的常规控制装置的示例性配置的框图；和

图10是示出了常规q轴电流控制器的示例性配置的框图。

具体实施方式

图1是示出了用于三相交流电机的控制装置1的配置概览的框图。控制装置1例如是包括处理器和存储器的计算机。由于控制装置1的除q轴电流控制器2之外的部件与上述常规示例中的部分相同，因此对其赋予相同的附图标记，并且将不再对其重复描述。

q轴电流控制器2接收输入的q轴电流命令值i_q*(其作为d-q轴控制计算器61的输出)、加速转矩命令值τ_f和q轴电流检测值i_q，并且输出控制器输出电压Δe_q。图2是示出了q轴电流控制器2的示例性配置的框图。现在将使用图2来描述q轴电流控制器2的操作。

与常规的q轴电流控制器65相比，q轴电流控制器2还包括τ_f/i_qf ^*转换器3、放大器4和加法器5。τ_f/i_qf ^*转换器3接收输入的加速转矩命令值τ_f，并输出加速q轴电流命令值i_qf*。加速转矩命令值τ_f是通过将位置命令值X进行关于时间的两次微分并且将所获得的值乘以总惯性矩J而获得的值。因此，加速转矩命令值τ_f是与位置检测值θm无关的值。

放大器4将加速q轴电流命令值i_qf*放大K_IP倍。加法器5将通过在放大器80中将q轴电流误差Δi_q放大(1-K_IP)倍所获得的输出与放大器4的输出值相加。来自加法器5的输出在比例放大器81中被放大比例增益Gqp倍。对于比例放大器81的输出，在加法器83和减法器86中将其与其它值相加或相减，由此获得控制器输出电压Δe_q。因此，可以认为，在图2的q轴电流控制器2中，通过将加速q轴电流命令值i_qf*乘以IP系数K_IP和q轴比例增益G_qp所获得的值被加到控制器输出电压Δe_q。

这里，在τ_f/i_qf ^*转换器3中，转换式根据电机类型而不同。例如，在感应电机(IM)的情况下，通过式(4)进行计算，而在表面磁体同步电机(SPMSM)的情况下，通过式(5)进行计算。虽然对于内部磁体同步电机(IPMSM)的情况以及对于磁阻同步电机(SynRM)的情况同样存在具有其在转矩产生原理中的基础的示例性转换式，但是在此将不提供其详细描述。

其中，p＝电机极对数，M0＝互感·····(4)

i_qf ^*＝τ_f/(p·Φf)，其中，Φf＝永磁磁通量·····(5)

q轴电流控制器2中的输入-输出关系式表示如式(6)所示。

Δe_q＝{K_IP·i_qf*+(I-K_IP)(i_q*-i_q)}G_qp+(i_q*-i_q)G_qi/s-K_IP·i_q·G_qp……(6)

式(6)间化为式(7)。

Δe_q＝{K_IP(i_qf*-i_q)+(I-K_IP)(i_q*-i_q)}G_qp+(i_q*-i_q)G_qi/s……(7)

q轴电流命令值i_q*包含共振机械振动分量，该振机械振动分量根据在速度环路中获得的速度检测值ω_m混入其中。因此，在式(8)中，通过被划分为加速q轴电流命令值i_qf*和包含机械振动分量的q轴电流命令值部分(以下称为“包含振动分量的q轴电流命令值ivb”)来定义i_q*。

i_q*＝i_qf*+i_vb……(8)

使用根据式(8)的定义，可以将式(7)表示为式(9)。

Δe_q＝(i_qf*-i_q)G_qp+(I-K_IP)i_vbG_qp+(i_q*-i_q)G_qi/s……(q)

本实施例的q轴电流控制器2的主要特征在于，将包含振动分量的q轴电流命令值ivb乘以(1-K_IP)倍所获得的值进行比例放大(G_gp)。

根据式(9)，q轴电流控制器2的输出可以概括如下。

当K_IP＝1时：Δe_q＝(i_qf ^*-i_q)G_qp+(i_q ^*-i_q)G_qi/s＝＞具有增强的命令跟随性能的I-P控制.....(10.1)

当K_IP＝0时：Δe_q＝(i_q ^*-i_q)(G_qp+G_qi/s)＝＞PI控制·····(10.2)

接下来，将描述图2中所示的系数/增益设置单元10的配置和操作。图3是示出了系数/增益设置单元10的示例性配置的框图。在本实施例中，q轴电流误差Δi_q用作到系数/增益设置单元10的输入。K_IP0设置单元11接收输入的q轴电流误差Δi_q的绝对值|Δi_q|，并根据|Δi_q|输出初始IP系数值K_IP0。

q轴电流控制器2以满足目标|Δi_q|≈0操作。因此，当|Δi_q|很小时，为了提高干扰抑制性能和稳定性，K_IP0设置单元11输出增加到趋近1的初始IP系数值K_IP0。另一方面，当|Δi_q|很大时，为了改善命令跟随性能，K_IP0设置单元11输出减小到趋近0的初始IP系数值K_IP0，从而减小|Δi_q|。

在本实施例的K_IP0设定单元中，为了|Δi_q|中数值变化的方向(增加或减少)突然反转时平滑初始IP系数值K_IP0的突然变化，在水平|Δi_q|轴上设定四个变化点(er_minl≤er_minr≤er_maxl≤er_maxr)，并且在|Δi_q|的增加方向和减少方向上提供滞后特性。

通过使用时间常数T_KIP的主延迟处理，在K_IP滤波器中对IP系数K_IP0进行滤波，并将其输出为最终IP系数K_IP。时间常数T_KIP被设置为大约几毫秒到几十毫秒，但是可以根据向控制装置1发出的位置命令值X之间的陡度而变化。

q轴增益设置单元13根据IP系数K_IP(0≤K_IP≤1)计算并输出q轴比例增益G_qp和q轴积分增益G_qi。在本实施例中，对于G_qp和G_qi，在图示时q轴增益设置单元13具有向右增大的K_IP增益特性，预先设定K_IP＝0时的G_{qp_min}和G_{qi_min}以及K_IP＝1时的G_{qp_max}和G_{qi_max}。

图4是用于评估q轴电流控制器的特性的框图模型。在图4中，q轴电流控制器100对应于通过从图2所示的q轴电流控制器2中移除τ_f/i_qf ^*转换器3和系数/增益设置单元10而获得的电流控制器。在加法器l0l中将q轴电流控制器100的控制器输出电压Δe_q与电压干扰v_rIP值相加，并且所获得的电压用作模拟q轴电机绕组的目标设备模型102的输入电压。将来自目标设备模型102的输出作为反馈提供给q轴电流控制器100，作为q轴电流检测值i_q。

图5和图6是示出了与图4的框图模型相关的频率特性的曲线图。图5示出了当IP系数K_IP固定为K_IP＝0时的命令响应(i_q/i_q*)和干扰抑制(i_q/V_rIP)的频率特性。该示例等效于由PI控制产生的频率特性。

图6示出了当IP系数K_IP固定为K_IP＝1时的命令响应(i_q/i_q*)和干扰抑制(i_q/v_rIP)的频率特性。从q轴电流命令值i_q*来看，这种情况是I-P控制，并且由于可以确保高稳定性，所以可以将q轴积分增益G_qi设置为较大值。更具体地，G_{qi_max}＝4·G_{qi_min}；即，将G_qi设定为图5情况下K_IP＝0时的G_qi的4倍。对于q轴比例增益G_qp，G_{qp_max}＝G_{qp_min}；即，比例增益与图5和图6中的比例增益相同。

在本实施例中，加速q轴电流命令值i_qf*与q轴电流检测值i_q之间的差值(i_qf*-i_q)由q轴比例增益G_qp放大并且加到q轴电流控制器2的比例分量上，从而即使当K_IP增加到趋近1时，对于i_qf*表现出与PI控制相同的高指令跟随性能。因此，可以在包括加速和减速的所有时刻以K_IP≈1执行操作。

在示出了根据本实施例的控制状态的图6(其中K_IP＝1)中，设置具有四倍大的值的G_qi，结果，关于干扰抑制(i_q/v_rIP)，与图5(其中K_IP＝0)相比，在几十Hz及以下的频带中，干扰响应减少10dB至12dB，或者换句话说，电压干扰抑制性能提高。

在包括在图1的d-q/三相转换器69中的PWM逆变器(图中未示)中，为了避免由于连接在DC总线之间的两个功率开关元件之间的短路而导致的故障，提供死区时间。在U相、V相和W相中的每一相的电流方向反转时，由死区时间引起的不连续电压变化被施加到电机线圈。根据本实施例的电压干扰抑制性能的改善可以减少由于死区时间的影响引起的q轴电流的波动。

关于图6中(当K_IP＝1时)的命令响应(i_q/i_q*)，由于这种情况是I-P控制，所以即使设置具有四倍大的值的G_qi，稳定性也不会受到损害。此外，与图5(其中K_IP＝0)相比，实现了在500Hz下降低2dB，在1000Hz下降低8Hz dB，以及在2000Hz下降低14dB，这样，在几百赫兹和更高的频带中实现了-40dB/dec的锐降(关断)特性。

q轴电流控制回路起到转矩控制回路的作用。因此，应用本说明书中公开的技术的速度控制回路的单回路增益在q轴电流控制的高频区域中反映了高关断特性。结果，可以消减插置在常规速度控制回路中的机械共振振动抑制滤波器(例如多级陷波滤波器)，并且可以构造简单的速度控制回路。

图7是示出了用于三相交流电机的控制装置20的另一实施例的框图。由于除速度控制器21之外的部件与上述图1中的部件相同，因此对其赋予相同的附图标记，并且将不再对其进行重复描述。

速度控制器21接收输入速度命令值ω_m*、子速度命令值ω_f和速度检测值ω_m，并且输出控制器输出转矩Δτ_c。图8是示出了速度控制器21的示例性配置的框图。现在将使用图8来描述速度控制器21的操作。

速度控制器21具有通过将上面描述的图2的q轴电流控制器2替换为速度控制应用而获得的配置，但是由于信号的名称等不同，下面将描述整个配置。图8的速度控制器21在加法器24中将通过在放大器23中将子速度命令值ω_f放大K_IP倍所获得的值和通过在放大器22中放大(1-K_IP)倍所获得的值相加。加法器24的输出在比例放大器25中被放大速度比例增益G_VP倍。换句话说，在图8的速度控制器21中，通过将子速度命令值ω_f乘以IP系数K_IP和速度比例增益G_VP所获得的值与控制器输出转矩Δτ_c相加。

同时，速度误差Δω_m在具有速度积分增益G_vi的积分放大器26中经历积分放大，并且在加法器27与来自比例放大器25的输出相加。速度检测值ω_m在放大器28中被放大K_IP倍，然后在比例放大器29中被放大比例增益G_VP倍。减法器30将加法器27的输出减去比例放大器29的输出，并且输出控制器输出转矩Δτ_c。

速度控制器2l中的输入-输出关系式表示如式(11)所示。

Δτ_c＝{K_IP(ω_f-ω_m)+(I-K_IP)(ω_m*-ω_m)}G_vp+(ω_m*-ω_m)G_vi/s……(II)

基于式(11)，速度控制器21的输出可以概括如下。

当K_IP＝1时：Δτ_c＝(ω_f-ω_m)G_vp+(ω_m ^*-ω_m)G_vi/S＝＞具有增强的命令跟随性能的I-P控制.....(12.1)

当K_IP＝0时：Δτ_c＝(ω_m ^*-ω_m)(G_yp+G_vi/S)＝＞PI控制·····(12.2)

接下来，将描述图8中所示的系数/增益设置单元31的配置和操作。系数/增益设置单元31的配置是在不修改的情况下通过将图3所示的系数/增益设置单元10替换为速度控制应用而获得的。该配置(图中未示)是通过以下一系列连接形成的：K_IP0设置单元，其根据作为输入接收的速度误差Δω_m的绝对值|Δω_m|来设置初始IP系数值K_IP0；K_IP滤波器；以及速度增益设置单元，通过该速度增益设置单元而根据K_IP设置速度控制器的比例增益G_VP和积分增益G_vi，并且在图示时其具有向右增大的特性。

速度控制器21以满足目标|Δω_m|≈0操作。因此，在速度控制器2l的示例性操作中，与q轴电流控制器2类似，当|Δω_m|很小时，为了提高干扰抑制性能和稳定性，执行操作以将IP系数K_IP增加到趋近1，并且由此增加积分增益G_vi。另一方面，当|Δω_m|很大时，为了改善命令跟随性能，执行操作以将K_IP减小到趋近0，从而减小积分增益G_vi，从而减小|Δω_m|。

在本实施例中，速度命令值ω_f和速度检测值ω_m之间的差(ω_f-θ_m)由比例增益G_VP放大并且加到速度控制器21的比例分量上，从而即使当K_IP增加到1时，对于ω_f表现出与PI控制相同的高指令跟随性能。因此，可以在包括加速和减速的所有时刻以K_IP≈1执行操作，并且可以改善干扰抑制性能。

由于速度控制器中的干扰导致转矩干扰，因此对干扰抑制性能的改进能够减少由负载转矩引起的速度冲击的下降，并且提高了磨削等所需的速度调节器性能。

附图标记列表

1、控制装置；2、q轴电流控制器；3、τ_f/i_qf ^*转换器；4、放大器；5加法器；10、系数/增益设置单元；11、K_IP0设置单元；12、K_IP滤波器；13、q轴增益设置单元；20、控制装置；21、速度控制器；22、放大器；23、放大器；24、加法器；25、比例放大器；26、积分放大器；27、加法器；28、放大器；29、比例放大器；30、减法器；31、系数/增益设置单元；50减法器；51、微分器；52、位置偏差放大器；53、加法器；54、微分器；55、减法器；56、微分器；57、速度控制器(常规的)；58、加法器；59、乘法器；60、微分器；61、d-q轴控制计算器；62、减法器；63、d轴电流控制器；64、减法器；65、q轴电流控制器(常规的)；66、三相/d-q转换器；67、加法器；68、加法器；69、d-q/三相转换器；70、U相电流检测电路；71、V相电流检测电路；80、放大器；81、比例放大器；82、积分放大器；83、加法器；84、放大器；85、比例放大器；86、减法器；100、q轴电流控制器(框图模型)；101、加法器(框图模型)；102、目标设备模型(框图模型)；200、位置控制装置(常规的)；300、电机；301、位置检测器；302、负载。

Claims (4)

1.一种用于三相交流电机的控制装置，所述控制装置配置成通过d-q轴控制来控制三相交流电机的电流，所述控制装置包括：

q轴电流控制器，其配置成接收作为一个输入的基于位置命令值计算的加速转矩命令值，并且输出待与q轴电压命令值相加的控制器输出电压，其中，

所述q轴电流控制器：

基于所述加速转矩命令值计算加速q轴电流命令值，所述加速q轴电流命令值是与所述加速转矩命令值对应的电流命令值，以及

将通过将所述加速q轴电流命令值乘以指示PI控制和I-P控制之间的切换比例的IP系数并乘以q轴比例增益所获得的值与所述控制器输出电压相加。

2.根据权利要求1所述的用于三相交流电机的控制装置，其特征在于，

假设所述IP系数由K_IP表示，

所述q轴电流控制器还：

将通过q轴电流误差乘以(1-K_IP)倍所获得的值通过q轴比例增益进行放大，并且将所放大的值与所述控制器输出电压相加，其中所述q轴电流误差是q轴电流命令值与q轴电流检测值之间的偏差，以及

将通过q轴电流检测值乘以K_IP倍所述获得的值通过q轴比例增益进行放大，并且将所述控制器输出电压减去所放大的值。

3.根据权利要求1所述的用于三相交流电机的控制装置，其特征在于，

所述q轴电流控制器还：

根据q轴电流误差的绝对值确定IP系数的初始值，所述q轴电流误差是q轴电流命令值与q轴电流检测值之间的偏差，

对所述IP系数的所述初始值执行主延迟处理并且输出IP系数，以及

基于输出的IP系数输出所述q轴比例增益和q轴积分增益。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的用于三相交流电机的控制装置，还包括：

速度控制器，其配置成接收作为一个输入的子速度命令值，并且输出待与转矩命令值相加的控制器输出转矩，其中所述子速度命令值是通过对所述位置命令值进行关于时间的微分所获得的，其中

速度控制器将通过所述子速度命令值乘以所述IP系数和速度比例增益所获得的值与所述控制器输出转矩相加。