CN117941168A - 用于毫米波无线电的真时相移器 - Google Patents

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CN117941168A CN202280061817.2A CN202280061817A CN117941168A CN 117941168 A CN117941168 A CN 117941168A CN 202280061817 A CN202280061817 A CN 202280061817A CN 117941168 A CN117941168 A CN 117941168A
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F·A·马拉克扎德
J·D·邓沃斯
S·钱
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Abstract

本公开的各方面包括一种相移器，该相移器包括第一曲折传输线，该第一曲折传输线具有被配置为接收第一输入信号的第一输入端和被配置为提供第一输出信号的第一输出端；和多个开关，该多个开关被配置为调节该第一曲折传输线的有效电长度。在一些实施方案中，一种用于在相控阵列天线中处理毫米波通信信号的方法包括：确定适于该毫米波通信信号的相移；确定多个开关的配置，该多个开关被配置为调节被配置为接收该毫米波通信信号的第一曲折传输线的有效电长度；以及设置该多个开关。

Description

用于毫米波无线电的真时相移器
技术领域
本公开一般涉及电子器件，并且更具体地涉及用于毫米(MM)波无线电发射器和接收器的真时相移器。
背景技术
无线通信设备和技术正变得越来越普遍。无线通信设备通常发射和接收通信信号。通信信号通常由多种不同部件和电路处理。在一些现代通信系统中，可形成通信波束并在一个或多个方向上进行操纵。一种类型的波束操纵系统使用所谓的相控阵列或相控阵列天线系统。相控阵列可以使用多个不同的元件和天线，其中每个元件可以处理在相位上偏移某个量的发射信号和/或接收信号，导致相控阵列系统的不同元件处理发射信号和/或接收信号的微小相移版本。相控阵列系统可以产生窄的、可操纵的、高度定向的通信波束。相控阵列天线系统还可以形成大规模多输入多输出(MIMO)系统的一部分。
在通常称为FR4频率范围的范围52.6GHz到114GHz中操作的系统中，最大信道带宽的宽度预期为500MHz到2.5GHz以上。FR4的较低范围，例如52.6GHz到71GHz，还可以称为扩展的FR2(FR2x)。在载波聚合(CA)或信道绑定的情况下，该带宽在此频率范围中可以更广(例如，高达约8GHz)。
来自相位天线阵列的波束方向随频率而变，并且当与理想相移器一起操作时，FR4频率范围中的宽带宽可能导致显著的波束斜视。一般而言，波束斜视是指由于频率的变化而导致的跨带宽的波束方向的变化。波束方向随频率而变，并且当使用如上文论述的理想相移器时，波束方向可能会跨FR4频率范围中的带宽显著变化。这种波束斜视可能使校准过程复杂化并且使发射器和接收器的操作降级。此外，相移器增益和相位可能会因工艺、电压、温度和频率而显著变化，这也可能使系统的操作降级。尽管可以通过基带处理来减轻这一点中的一些，但是此方法在面积和功率方面是昂贵的，并且补偿可能是过程相关的，并且因此整体系统复杂度将增加。
已经提出的典型的单片毫米波真时相移器解决方案是三重的：(1)在两个传输线长度之间显式切换，这主要在MEMS中进行；(2)通过改变慢波图案地屏蔽(PGS)来切换线路的电长度；或通过矢量调制进行的相位内插。然而，即使在FR4(>52.6GHz)频带中，所有这些方法也导致对大面积的占用。
因此，需要在减小波束斜视的同时占用较小面积的相移器。
发明内容
本公开的各方面包括一种相移器，该相移器包括第一曲折传输线，该第一曲折传输线具有被配置为接收第一输入信号的第一输入端和被配置为提供第一输出信号的第一输出端；和多个开关，该多个开关被配置为调节该第一曲折传输线的有效电长度。在一些实施方案中，一种用于在相控阵列天线中处理毫米波通信信号的方法包括：确定适于该通信信号的相移；确定多个开关的配置，该多个开关被配置为调节被配置为接收该毫米波通信信号的第一曲折传输线的有效电长度；以及设置该多个开关
附图说明
在附图中，除非另外指示，否则相似的参考标号贯穿各个视图指代相似的零件。对于带有字母字符标号的参考标号，诸如“102a”或“102b”，字母字符标号可区分同一图中的两个相似的零件或元件。当旨在使参考标号涵盖所有图中的具有相同参考标号的所有零件时，可省略参考标号的字母字符标号。类似地，具有阵列名称(诸如“102-1”或“102-N”)的参考标号标示相同或类似元件的阵列中的一个元件。当希望参考标号涵盖具有相同阵列名称的那些元件时，可省略该阵列名称。
图1是示出无线设备与无线通信系统进行通信的图。
图2A是示出可在其中实现本公开的示例性技术的无线设备的框图。
图2B是示出可在其中实现本公开的示例性技术的无线设备的框图。
图3A和图3B例示根据本公开的如图2B中例示的相移和相控阵列元件的各方面。
图4A至图4C例示如图3A和图3B中例示的真时相移器。
图4D例示优化如图4A、图4B和图4C中例示的真时相移器的配置的方法。
图5A至图5C例示如图4A至图4C中例示的真时相移器的示例。
图5D和图5E例示如图5A、图5B和图5C中例示的真时相移器中所示的交叉开关的示例。
图5F例示如图5A、图5B和图5C中例示的真时相移器中所示的示例开关。
图6A至图6C例示如图4A至图4C中例示的真时相移器的示例。
图6D和图6E例示如图6A至图6C中例示的相邻环之间的交叉点。
图7A至图7G例示如图4A至图4C中例示的真时相移器的另一示例。
图8A至图8F例示图7A至图7F中例示的示例。
图9A和图9B例示图7A至图7F以及图8A至图8F中例示的示例的元件的示例配置。
图10例示如图4A至图4C中例示的相移器的操作。
具体实施方式
措辞“示例性”在本文中用于意指“用作示例、实例、或例示”。本文中被描述为“示例性”任何方面未必被解释为比其他方面优选或具有优势。
下文提供以下公开内容的各方面的各种示例。本公开的各方面提供了相移和相控阵列元件，该相移和相控阵列元件在提供和接收来自天线相控阵列的毫米波通信信号时减小波束斜视。本公开的各方面利用真时相移器，其中该真时相移器包括曲折传输线和被配置为调节该曲折传输线的有效电长度的多个开关。此配置可形成分段的第一部分且可与第二部分组合，该第二部分可以是该第一部分的镜像，该第二部分被配置为提供单输入相移器或差分输入相移器。
在本公开中，曲折传输线是沿其长度多次改变其方向的传输线。曲折传输线改变方向的次数可以是大于一(1)的任何数量。曲折传输线可沿其长度包括部件，诸如多个开关中的一个或多个开关，以控制曲折传输线的有效电长度。
波束斜视是指相控阵列天线中的波束操纵角的频率相关畸变。如上文论述，波束斜视导致由许多先前的相移器设计导致的频率相关相移，这些设计倾向于具有频率相关的群延迟。
在本公开中，真时相移器是指调节传输电长度的相移器。此类真时相移器可导致在宽频带上具有一致群延迟的相移。此类系统通常包括可调谐延迟线，该可调谐延迟线固有地在宽信号带宽的频率上表现出恒定的群延迟移位。此类系统可以在时域中延迟，且进而减小或消除波束斜视。
先前已经研究了真时相移器。然而，这些系统常常使用大面积来实现，通常涉及在不同长度或不同阻抗特性的传输线之间进行切换。这些系统常常遭受较大的插入损耗和较慢的延迟切换速度的问题。在以下文献中给出了先前尝试提供真时相移器的示例：WooramLee和Alberto Veldes-Garcia的“Continuous True-Time Delay Phase Shifter UsingDistributed Inductive and Capacitive Millser Effect,”IEEE Transactions onMicrowave Theory and Techniques，第67卷，第7期，第3053页-第3063页(2019年7月)以及Qian Ma、D.Leenaerts和Mahmoudi的“A 10-50GHz True-Time-Delay Phase Shifter withMax 3.9％delay variation,”IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques，第67卷，第7期，第3053页-第3063页(2019年7月)；以及Yahya Tousi和AlbertoVeldes-Garcia的“A Ka-band Digitally-Controlled Phase Shifter with sub-degreePhase Precision,2016IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，第356页-第359页。
本公开的各方面可在5G NR系统或其他此类系统所利用的任何频率范围内使用。在一些应用中，这些方面可用于在FR4(52.6GHz至114GHz)频率范围中使用，其中较大的带宽可导致其他系统中的显著波束斜视。
图1是示出无线设备110与无线通信系统120进行通信的图。无线通信系统120可以是长期演进(LTE)系统、码分多址(CDMA)系统、全球移动通信系统(GSM)系统、无线局域网(WLAN)系统、5G NR(新空口)系统或一些其他无线系统。CDMA系统可以实现宽带CDMA(WCDMA)、CDMA 1X、演进数据优化(EVDO)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)或某个其他版本的CDMA。无线通信系统还可实现OFDMA、DFT-S-OFDM、CP-OFDM、单载波QAM或除CDMA之外的其他调制方案。为了简单起见，图1示出了包括两个基站130和132以及一个系统控制器140的无线通信系统120。一般而言，无线通信系统可包括任何数量的基站和任何网络实体集。
无线设备110还可被称为用户装备(UE)、移动站、终端、接入终端、订户单元、站等。无线设备110可以是蜂窝电话、智能电话、平板计算机、无线调制解调器、个人数字助理(PDA)、手持式设备、膝上型计算机、智能本、上网本、平板计算机、无绳电话、医疗设备、被配置为(例如，通过物联网)连接到一个或多个其他设备的设备、无线本地环路(WLL)站、蓝牙设备等。无线设备110可与无线通信系统120进行通信。无线设备110还可接收来自广播站(例如，广播站134)的信号和/或来自卫星(例如，一个或多个全球导航卫星系统(GNSS)中的卫星150等)的信号。无线设备110可支持用于无线通信的一种或多种无线电技术，诸如LTE、WCDMA、CDMA 1X、EVDO、TD-SCDMA、GSM、802.11、5G等。
无线通信系统120还可包括无线设备160。在示例性实施方案中，无线设备160可以是无线接入点，或者是包括无线局域网(WLAN)或包括其一部分的另一无线通信设备。在示例性实施方案中，无线设备110可被称为客户端装备(CPE)，其可与基站130和无线设备110或无线通信系统120中的其他设备进行通信。在一些实施方案中，CPE可被配置为使用WAN信令与无线设备160进行通信，并且基于此类通信与基站130交互，而不是无线设备160直接与基站130进行通信。在无线设备160被配置为使用WLAN信令进行通信的示例性实施方案中，WLAN信号可包括WiFi或其他通信信号。
无线设备110可支持载波聚合，例如，如在一个或多个LTE或5G标准中所描述的。在一些实施方案中，使用载波聚合在多个载波上传输单个数据流，例如与用于相应数据流的单独的载波相反。无线设备110可以能够在各种通信频带中操作，这些通信频带包括例如由LTE、WiFi、5G使用的那些通信频带或宽频率范围内的其他通信频带。无线设备110还可以能够在不通过网络进行通信的情况下直接与其他无线设备进行通信。
一般而言，载波聚合(CA)可被分类为两种类型：带内CA和带间CA。带内CA是指在同一频带内的多个载波上的操作。带间CA是指在不同频带内的多个载波上的操作。
图2A是示出可在其中实现本公开的示例性技术的无线设备200的框图。无线设备200可例如是图1中所示的无线设备110的实施方案。
图2A示出了具有发射器230和接收器250的收发器220的示例。一般而言，对发射器230和接收器250中的信号的调节可由放大器、滤波器、上变频器、下变频器等的一个或多个级来执行。这些电路块可与图2A中所示的配置不同地进行布置。此外，图2A中未示出的其他电路块也可用于调节发射器230和接收器250中的信号，例如如在下文进一步论述的相移器。除非另外指出，否则图2A或附图中的任何其他图中的任何信号都可以是单端的或差分的。图2A中的一些电路块也可被省略。
在图2A所示的示例中，无线设备200通常包括收发器220和数据处理器210。数据处理器210可包括操作地耦合到存储器298的处理器296。存储器298可被配置为存储大体上使用参考标号299示出的数据和程序代码，并且一般可包括模拟和/或数字处理部件。收发器220包括支持双向通信的发射器230和接收器250。一般而言，无线设备200可包括用于任何数量的通信系统和频带的任何数量的发射器和/或接收器。收发器220的全部或一部分可被实现在一个或多个模拟集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、混合信号IC等上。
发射器或接收器可利用超外差式架构或直接变频式架构来实现。在超外差式架构中，信号在射频(RF)和基带之间进行多级频率转换，例如对于接收器而言，在一级中从RF到中频(IF)，然后在另一级中从IF到基带。在直接变频式架构中，信号在一级中在RF和基带之间变频。超外差式以及直接变频式架构可以使用不同的电路块和/或具有不同的要求。在图2A所示的示例中，发射器230和接收器250用直接变频式架构来实现。
在传输路径中，数据处理器210处理要被传输的数据并且向发射器230提供同相(I)和正交(Q)模拟输出信号。在示例性实施方案中，数据处理器210包括数模转换器(DAC)214a和214b，以用于将由数据处理器210生成的数字信号转换为I和Q模拟输出信号(例如，I和Q输出电流)以供进一步处理。在其他实施方案中，DAC 214a和214b被包括在收发器220中，并且数据处理器210以数字方式向收发器220提供数据(例如，用于I和Q)。
在发射器230内，低通滤波器232a和232b分别对I和Q模拟发射信号进行滤波以移除由在前的数模转换引起的不期望镜频。放大器(Amp)234a和234b分别放大来自低通滤波器232a和232b的信号，并提供I和Q基带信号。具有上变频混频器241a和241b的上变频器240利用来自发射(TX)本地振荡器(LO)信号发生器290的I TX LO信号和Q TX LO信号来对I基带信号和Q基带信号进行上变频，并提供经上变频信号。滤波器242对经上变频信号进行滤波以移除由上变频引起的不期望镜频以及接收频带中的噪声。功率放大器(PA)244放大来自滤波器242的信号，以获得期望输出功率电平并且提供发射RF信号。发射RF信号通过双工器或开关246进行路由且经由天线248进行发射，或另选地，可将该发射RF信号发送到不同于单独接收天线的单独发射天线。虽然本文论述的示例利用I信号和Q信号，但本领域技术人员将理解，收发器的部件可被配置为利用极性调制。
在接收路径中，天线248接收通信信号并提供接收到的RF信号，该RF信号可通过双工器或开关246进行路由并提供给低噪声放大器(LNA)252。双工器246被设计成用特定的RX与TX双工器频率分隔来操作，使得RX信号与TX信号隔离。另选地，可以存在如上文提及的单独发射天线和单独接收天线，在这种情况下，可以通过该两根天线之间的有限耦合来实现RX与TX隔离。在单独的RX天线和TX天线的情况下，RX天线可直接耦合到LNA 252。接收到的RF信号由LNA 252放大并且由滤波器254滤波，以获得期望RF输入信号。下变频器260中的下变频混频器261a和261b将滤波器254的输出与来自RX LO信号发生器280的I和Q接收(RX)LO信号(即，LO_I和LO_Q)进行混频以生成I和Q基带信号。I和Q基带信号由放大器262a和262b放大，并由低通滤波器264a和264b进一步滤波，以获得I和Q模拟输入信号，这些信号被提供给数据处理器210。在所示的示例性实施方案中，数据处理器210包括用于将模拟输入信号转换成要由数据处理器210进一步处理的数字信号的模数转换器(ADC)216a和216b。在一些实施方案中，ADC 216a和216b被包括在收发器220中并且以数字方式向数据处理器210提供数据。
在图2A中，TX LO信号发生器290生成用于上变频的I和Q TX LO信号，而RX LO信号发生器280生成用于下变频的I和Q RX LO信号。每个LO信号是具有特定基频的周期性信号。锁相环(PLL)292从数据处理器210接收时序信息，并生成用于调节来自LO信号发生器290的TX LO信号的频率和/或相位的控制信号。类似地，PLL 282从数据处理器210接收时序信息，并且生成用于调节来自LO信号发生器280的RX LO信号的频率和/或相位的控制信号。
在示例性实施方案中，RX PLL 282、TX PLL 292、RX LO信号发生器280和TX LO信号发生器290可另选地组合为单个LO发生器电路295，其可包括公共或共享LO信号发生器电路系统以提供TX LO信号和RX LO信号。另选地，可使用单独的LO发生器电路来生成TX LO信号和RX LO信号。
无线设备200可支持CA，并且可(i)接收由一个或多个小区在多个下行链路载波上以不同频率传输的多个下行链路信号，以及/或者(ii)在多个上行链路载波上向一个或多个小区传输多个上行链路信号。然而，本领域技术人员将理解，本文所述的方面可在不支持载波聚合的系统、设备和/或架构中实现。
图2A中功能性地例示收发器220的某些部件，并且其中示出的配置可表示或可不表示某些具体实施中的物理设备配置。例如，如上文所述，收发器220可以在各种集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、混合信号IC等中实现。在一些实施方案中，收发器220在具有各种模块、芯片和/或部件的基板或板(诸如印刷电路板(PCB))上实现。例如，功率放大器244、滤波器242和双工器246可在单独模块中或者作为离散部件实现，而收发器220中所示的剩余部件可在单个收发器芯片中实现。
功率放大器244可包括一个或多个级，该一个或多个级包括例如驱动器级、功率放大器级或可被配置为在一个或多个频率上、在一个或多个频带中以及在一个或多个功率电平下放大通信信号的其他部件。根据各种因素，功率放大器244可被配置为使用一个或多个驱动器级、一个或多个功率放大器级、一个或多个阻抗匹配网络来操作，并且可被配置为提供良好线性、效率或良好线性和效率的组合。
在超外差式架构中的示例性实施方案中，滤波器242、PA 244、LNA 252和滤波器254可与发射器230和接收器250中的其他部件分开实现，并且可在毫米波集成电路上实现。在图2B中例示示例超外差式架构。
图2B是示出可在其中实现本公开的示例性技术的无线设备的框图。图2B中的无线设备200a的(例如，可由相同参考标号指示的)某些部件可类似于图2A中所示的无线设备200中的那些部件进行配置，并且将不重复对图2B中的相同编号项目的描述。
无线设备200a是外差式(或超外差式)架构的示例，其中上变频器240和下变频器260被配置为处理基带与中频(IF)之间的通信信号。例如，上变频器240可被配置为将IF信号提供给上变频器275。在示例性实施方案中，上变频器275可包括上变频混频器276。上变频器240的求和功能278组合I输出和Q输出且将经组合信号提供到混频器276。经组合信号可以是单端的或差分的。混频器276被配置为接收来自上变频器240的IF信号和来自TX RFLO信号发生器277的TX RF LO信号，并向相移电路281提供上变频的RF信号。虽然PLL 292在图2B中被示为由信号发生器290、277共享，但可实现针对每个信号发生器的相应PLL。
在示例性实施方案中，相移电路281中的部件可包括一个或多个可调节或可变相控阵列元件，并且可以通过连接294从数据处理器210接收一个或多个控制信号，并且基于所接收的控制信号来操作可调节或可变相控阵列元件。
在示例性实施方案中，相移电路281包括相移器283和相控阵列元件287。虽然为了便于例示而示出了三个相移器283和三个相控阵列元件287，但是相移电路281可包括更多或更少的相移器283和相控阵列元件287。
每个相移器283可被配置为从上变频器275接收RF发射信号，将相位改变一定量，并且向相应的相控阵列元件287提供RF信号。每个相控阵列元件287可包括发射和接收电路系统，该发射和接收电路系统包括一个或多个滤波器、放大器、驱动器放大器和功率放大器。在一些实施方案中，相移器283可并入相应的相控阵列元件287内。
将相移电路281的输出提供给天线阵列248。在示例性实施方案中，天线阵列248包括通常对应于相移器283和相控阵列元件287的数量的多个天线，例如使得每个天线元件耦合到相应的相控阵列元件287。在示例性实施方案中，相移电路281和天线阵列248可被称为相控阵列。
在接收方向上，将相移电路281的输出提供给下变频器285。在示例性实施方案中，下变频器285可包括下变频混频器286。在示例性实施方案中，混频器286根据由RX RF LO信号发生器279提供的RX RF LO信号将由相移电路281提供的接收RF信号下变频为IF信号。下变频器260的I/Q生成功能291从混频器286接收IF信号，并且在下变频器260中生成I信号和Q信号，该下变频器将IF信号下变频为基带，如上所述。虽然PLL 282在图2B中被例示为由信号发生器280、279共享，但可实现针对每个信号发生器的相应PLL。
在一些实施方案中，上变频器275、下变频器285和相移电路281在公共IC上实现。在一些实施方案中，求和功能278和I/Q生成功能291与混频器276和286分开实现，使得混频器276、286和相移电路281在公共IC上实现，但求和功能278和I/Q生成功能291不在公共IC上实现(例如，求和功能278和I/Q生成功能291在耦合到具有混频器276、286的IC的另一IC中实现)。在一些实施方案中，LO信号发生器277、279被包括在公共IC中。在其中相移电路在具有276、286、277、278、279和/或291的公共IC上实现的一些实施方案中，公共IC和天线阵列248包括在可经由连接器耦合到收发器220的其他部件的模块中。在一些实施方案中，相移电路281，例如在上面实现相移电路281的芯片，通过互连件耦合到天线阵列248。例如，天线阵列248的部件可在基板上实现，并且经由柔性印刷电路耦合到实现相移电路281的集成电路。
在一些实施方案中，图2A中示出的架构和图2B中示出的架构都在同一设备中实现。例如，无线设备110或200可被配置为使用图2A中例示的架构与具有低于约7GHz的频率(例如，FR1频带)的信号进行通信，并且使用图2B中例示的架构与具有高于约24GHz的频率的信号进行通信。在实现这两种架构的设备中，图2A和图2B的被相同编号的一个或多个部件可以在这两种架构之间共享。例如，已从RF直接下变频为基带的信号和已经由IF级从RF下变频为基带的信号两者可由同一基带滤波器264进行滤波。在其他实施方案中，滤波器264的第一版本被包括在设备的实现图2A的架构的部分中，并且滤波器264的第二版本被包括在设备的实现图2B的架构的部分中。
图3A和图3B例示根据本公开的各方面的相移电路281的部件的示例具体实施。图3A和图3B例示相移电路281的一对发射/接收部件。如图2B中例示，相移电路281可包括任何数量对发射/接收部件来处理毫米波通信信号。
如图3A中所例示，相移电路281包括发射电路320和接收电路322。发射电路320和接收电路322通过开关308耦合到相控阵列天线248。对开关308进行控制以将信号从发射电路320引导到天线248或将信号从天线248引导到接收电路322，这取决于相移电路281是在发射模式下还是在接收模式下操作。另选地，天线248可包括单独的发射天线和接收天线，使得可省略开关308并且发射电路320耦合到发射天线，而接收电路322耦合到接收天线。
如图3A中进一步例示的，发射电路320包括串联耦合的真时相移器302和功率放大器(PA)306。在一些示例中，还可包括有源相移器304。有源相移器304和真时相移器302可以以任何顺序布置。如图3A的示例中所例示的，发射器(TX)输入信号先在真时相移器302中被接收，之后输入至相移器304并且在放大器306中被放大，然后被引导至天线248。
如图3A中所例示的，来自开关308的接收信号先在低噪声放大器(LNA)310中被接收，之后被传递到真时相移器314。在一些示例中，真时相移器314可伴有有源相移器314以产生接收器(RX)输出信号。
图3B例示其中真时相移器320是双向的另一示例具体实施。如图3B中例示，真时相移器320耦合到双向缓冲器322。双向缓冲器322可在任一方向上传递信号，使得TX信号由真时相移器320接收且穿过双向缓冲器322到达开关324，并且从开关324穿过双向缓冲器322到达真时相移器320接收RX信号以提供RX输出信号。
如图3B中所例示，开关324依据相移电路281的操作模式而在发射路径340与接收路径342之间切换。发射路径340可包括耦合到放大器328的有源相移器和/或可变增益放大器326。接收路径342可包括耦合到有源相移器和/或可变增益放大器334的放大器332。发射路径340和接收路径342耦合到开关330，该开关本身被耦合到天线248。因此，在发射模式中，开关324和330被设置为使用发射路径340，而在接收模式中，开关324和330被设置为使用接收路径342。
双向缓冲器322可以例如类似于例如以下文献中所描述的双向缓冲器：Li等人的“A 28GHz CMOS differential bi-directional amplifier for 5G NR,”978-1-7281-4123-7,IEEE(2020)。在一些实施方案中，与有源相移器相比，使用双向缓冲器322可以节省功率。双向缓冲器322可以提供良好的增益。例如，如Li等人所报道的，在65nm CMOS技术中实现了14dB的增益、4.2db NF PA/LNA。
图3B中例示的系统节省了面积，因为它仅包括一个真时相移延迟而不是两个此类延迟。图3A例示具有单独的TX真时相移器和RX真时相移器的系统，这使用更多的面积。
根据本公开的各方面，图3A中例示的真时相移器302和312以及图3B中例示的真时相移器320包括耦合至开关的曲折传输线。如下文论述，开关被配置为通过控制传输线的实际物理长度或者通过将阻抗元件电感耦合到传输线来调节曲折传输线的有效电长度。在下文更详细地论述根据本公开的各方面的示例真时相移器。
图4A、图4B和图4C例示根据本公开的各方面的真时相移器400。图4A例示真时相移器400的一部分402。部分402包括曲折传输线408，该曲折传输线被布置成在曲折传输线的第一端与曲折传输线的第二端之间贯穿分段404-1至404-J的级联阵列。相移器400包括部分402，并且可包括如下所述的其他部分。曲折传输线408被布置成以曲折方式贯穿分段404-1至404-J中的每个分段，并且因此在分段404-1至404-J中的每个分段中至少改变一次方向。多个开关406-1,1至406-J,NJ分布在分段404-1至404-J中，使得可以在分段404-1至404-J中的每个分段中调节曲折传输线408的有效电长度。在一些实施方案中，在每个分段中包括开关406中的至少一个开关(即，n>1)。在图4A中所例示的记法中，开关406-j,n(例如)指示第j分段404-j中的第n个开关，其中j从1变到J且n从1变到Nj，Nj指示第j分段中的开关的总数。
如图4A中所例示，分段404-1至404-J可以是非均匀的，并且被级联以形成部分402，该部分自身可形成完整的相移器400。分段404-1至404-J中的每个分段可包括具有不同长度的曲折传输线的区段，并且可包括不同数量的开关，这些开关本身可以具有不同的尺寸。在一些方面，分段404-1至404-J中的每个分段可经优化以提供相移器400的相移的一部分。在一些方面，还可以优化分段404-1至404-J中的每个分段中的插入损耗和返回损耗。
在一些方面，开关406可在处于断开状态时提供电容。以那种方式，处于断开状态的开关406产生Coff电容，且因此曲折传输线408可被优化成具有在开关406被切换时保持相对恒定的子分段的实阻抗Zo。这可以在开关406的配置改变时提供曲折传输线408的期望的有效阻抗Z0。
图4A例示单端相移器400。图4B例示另一单端相移器400，该单端相移器具有与部分410耦合和布置的如上所述的部分402。部分410可类似于部分402，其在一些示例中可以是部分402的镜像。在一些示例中，部分402和部分410可以被物理地配置为使得在部分402中的分段404-1至404-J中生成的场至少部分地被在部分410的对应分段中生成的场抵消。如此，在图4B中例示的示例中，曲折传输线408的第一端处的单端输入提供曲折传输线408的单端输出，该单端输出在连接412处直接连接到部分410的曲折传输线414，以形成贯穿部分402和410两者的单个曲折传输线。在一些实施方案中，可以在相移器400的输入端上或者在相移器400的输出端上包括另一单端180°相移器，这可以减小相移器400的物理尺寸。
图4C例示差分信号真时相移器400的示例。如图4C中例示，部分402和可作为部分402的镜像布置的部分410被布置成彼此接近。差分输入信号(Ip,Im)耦合到部分402和部分410中，从而产生差分输出信号(Op,Om)。如所例示，在一些实施方案中，差分输入信号(Ip,Im)可以通过交叉开关416输入到部分402和镜像部分410，该交叉开关在差分输入信号(Ip,Im)中引入了180°相移。虽然被例示为在部分402和410的输入侧上，但交叉开关416可替代地布置在部分402和410的输出侧上。同样，虽然图4C例示输入信号和输出信号，但相移器400可被配置为双向相移器。在一些实施方案中，可将交叉开关416实现为可在反相模式与非反相模式之间进行选择的放大器。
如图4A、图4B、图4C中所例示的，本公开的各方面形成有曲折传输线，该曲折传输线在一端上接收输入信号并且在另一端上提供相位延迟的输出信号。另外，提供多个开关以调节曲折传输线的有效电长度。如进一步例示的，曲折传输线可以形成多个分段。该多个开关可包括每个分段中的开关以有效地控制该分段中的传输线的长度。因此，分段中的每个分段可在每个分段中提供经编程的相移贡献。相移器可包括具有第一曲折传输线的第一部分和作为该第一部分的镜像的第二部分。该第一部分和该第二部分可进行连接以形成单端相移器或者可以被配置为支持差分信号。
每个开关可以被布置成当处于断开状态时提供电容，使得每个部分中的曲折传输线的总阻抗可以在操作期间相对于总阻抗得到优化。另外，可以调节曲折传输线的厚度和形状以优化总阻抗。此外，由于主要工艺变化源自开关，因此在这些示例中可能不需要校准。
在一些示例中，可使用交叉开关或反相器(在单端系统中)来减小相移器400的整体尺寸以提供180°相移。由于相移器400是真时相移器，所以可以在没有校准的情况下操作系统，因为生产相移器时的主要工艺变化来自开关制作中的制造变化。
图4D例示用于配置如图4A至图4C中所例示的相移器400的优化方法450。方法450开始于步骤452，其中可以提供相移器400的一般配置。一旦确定了相移器400的一般配置，然后在步骤454中定义将要在优化中调节的参数。可以在范围内定义的参数包括开关特性(例如，接通电阻Ron和断开电容Coff)、曲折传输线408和414的阻抗、曲折传输线408和414的线宽、在分段404中的每个分段和分段404的每个子元件中获得的相位角、操作频带、可以被切换的电感、切换序列以及其他参数。在步骤456中，定义成本函数。步骤456中的成本函数可包括例如系统规范，诸如要实现的总相位、RMS增益变化、容许的相位误差以及其他参数。
在步骤458中，可以执行优化以确定配置参数，使得相移400满足成本函数中提供的规范。在优化期间，可以利用基于物理的模式和所确定的S参数来优化曲折传输线408。可以用Ron/Coff模型将开关406建模。在一些情况下，例如，可假定Ron-Coff乘积是约120飞秒。
在步骤460中，可以实现设计。优化方法450在步骤462中结束。在优化方法450期间，可以确定最佳特性阻抗、最佳开关尺寸以及在状态之间切换开关406的最佳序列。在一些示例中，固有线路阻抗以及连同开关406的尺寸可以沿曲折传输线408的长度而变化。
因此，在一些示例中，可在设计期间优化诸如上文所描述的相移器400的真时相移器以避免每部分校准。相移器400可适用于具有良好厚金属和高RF切换性能的工艺的生产(例如，具有厚金属后段工序(BEOL)处理的绝缘体上硅(SOI)CMOS工艺)。可在如上文关于图4D所描述的设计期间通过各种技术来优化性能。此外，可以在发射信道与接收信道之间共享相移器400，从而进一步优化相移器所占用的面积。
图5A、图5B和图5C分别例示如图4A、图4B和图4C中例示的真时相移器400的示例平面布局。图5A例示相移器400的部分402的示例，其中曲折传输线408在分段404中的每个分段中形成“U形”区段502。如所例示，在分段404-1中，曲折传输线408形成U形502-1；在分段404-2中，曲折传输线408形成U形502-2；并且在分段404-J中，曲折传输线408形成U形502-J。
如图5A中例示，分段404-1至404-J中的每个分段包括开关406中的至少一个开关，该至少一个开关被定位成调节曲折传输线408的U形区段502中的每个U形区段的U形分段中的“U”的长度。如图5A中例示，开关406-1,1至406-J,NJ可分别由控制信号S11至SJNJ独立激活。如上文论述，J指示分段404的数目，并且可以是大于1的任何整数。Nj指示第j分段中的开关的数目，并且可以是大于1的任何整数。在一些示例中，可优化分别用信号S11至SJNJ控制的开关406-1,1至406-J,NJ的激活，如下文进一步论述。
应注意，在图5A中，尽管曲折传输线408的一端接收输入信号，而相对端提供输出信号。在一些示例中，真时相移器400可以是双向的，因为信号可以在曲折传输线408的任一端被接收并且被传输到曲折传输线408的相对侧。
图5B例示诸如图4B中例示的单端相移器400，其中如图5A中所例示的部分402与部分410组合。如图5A中例示，在图5A中例示的部分402的曲折传输线408在连接412处与部分410的曲折传输线414连接，以形成贯穿部分410和402两者的单个曲折传输线。如图5B中例示，部分410包括分段504-1至504-J。在分段504-1至504-J中的每个分段中，曲折传输线414分别布置成“U形”图案508-1至508-J。如所例示，开关506-1,1至506-J,NJ’被布置成使得“U形”图案508-1至508-J中的每个图案中的U可被短接。如进一步例示，每个分段504-1至504-J包括至少一个开关506。还如所例示，开关506-1,1至506-SJNJ'中的每个开关由控制信号S11'至SJNJ'驱动。分段504-1至504-J可与部分402的对应分段404-1至404-J不同地配置。然而，在一些示例中，分段504-1至504-J可分别为分段404-1至404-J的镜像，使得部分410是部分402的镜像。在一些示例中，由流过分段404-1至404-J的电流产生的场可至少部分地被流过部分410的对应分段504-1至504-J的电流抵消。
图5C例示其中部分402和410被配置为形成差分输入真时相移器400的示例。如图5C中例示，部分402的曲折传输线408和部分410的曲折传输线414被配置为接收差分输入。在一些实施方案中，交叉开关416可被配置为接收差分输入或差分输出并提供附加的180°相移。如上文论述，在一些实施方案中，相移器400可以是双向相移器。
图5D、图5E和图5F例示图5A、图5B和图5C中例示的相移器400的附加部件。图5D例示可提供180°相移的交叉开关416的示例。一般而言，对于反相器416存在两种类型的拓扑：有源和无源。图5D例示无源设计，而图5E例示示例有源设计。图5D中例示的示例具有宽带宽，但也伴随较大的损耗，该损耗可由后续增益级补偿。在图5D中，无源交叉开关416是用晶体管520、522、524和526来实现，其中如果晶体管522和524断开且晶体管520和526接通，则交叉开关416的输出与交叉开关416的输入相同，并且其中当晶体管522和524接通且晶体管520和526断开时，交叉开关416的输出相对于输入相移180°。
图5E例示有源交叉开关的示例。如图5E中例示，差分输入电压(Ip,Im)电容性地耦合到共源晶体管的栅极。电压Ip分别通过电容器552和554电容性地耦合到晶体管540和542的栅极。电压Im分别通过电容器548和550电容性地耦合到晶体管546和544的栅极。晶体管540和546的栅极通过电阻556和562电阻性地耦合到偏置电压VB1。晶体管542和544的栅极分别通过电阻器558和560电阻性地耦合到偏置电压VB2。晶体管540、542、544和546的源极全部耦合到地。晶体管546和542的漏极被耦合以提供输出电压Ip'，而晶体管540和544的漏极被组合以提供输出电压Im'。VB1或VB2被设置为偏置电压，而另一者被设置为地，使得一对晶体管{540、546}和{542、544}被配置为共源放大器，而另一对被配置为断开。在此配置中，断开状态对(晶体管540、542、544和546中的任一晶体管断开)可通过它们的断开电容向差分输出提供电容性中和，这提高放大器增益和稳定性。因此，图5E中例示的拓扑的稳定性好于不具有有源交叉开关功能性的共源级。
可向与图5D中例示的交叉开关类似的交叉开关416提供匹配网络，该匹配网络被设计成具有增益和功率增益(GA和GP)圆以形成有源交叉开关416。差分设计可包括例如100欧姆或任何其他阻抗的输入和输出匹配电路。在一个此类设计中，在21GHz 1-db带宽下，模拟峰值小信号增益在144.4GHz处为5.8dB。模拟噪声系数为5.4dB，并且OP1db为-4.9dBm。饱和输出功率为-2.3dBm，并且峰值PAE为12.2％。本领域技术人员将认识到可使用的交叉开关416的其他配置。
图5F例示开关530，该开关可以是开关406或506中的一个开关的示例。开关530被电阻器阵列532电阻性地偏置到地，并且由晶体管534形成。当信号S关断晶体管534时，晶体管534提供电容。本领域技术人员将认识到，可以形成其他配置来产生开关530。在一些实施方案中，晶体管534可与电容C(例如，MOMcap)串联，使得当晶体管530接通时，开关530呈现串联电阻器和电容器，并且当晶体管534断开时，开关530呈现串联电容。
在如图5A至图5C中例示的相移器400的一个示例性示例中，部分402包括三个相同分段404-1至404-2，每个分段包括四个开关406。部分410是部分402的镜像。这种布置可以容易地用单层中具有曲折传输线的金属化层来产生，并且具有电容的开关406可以形成在下层半导体层中并且通过过孔与曲折传输线耦合。
图6A、图6B和图6C例示根据本公开的一些方面的真时相移器400的另一示例布局。图6A例示相移器400的部分402的示例，其中曲折传输线408在级联分段404中的每个分段中形成多个环路602。开关406然后可以被布置在相邻环路相交和交叉的地方，以将电流引导到下一个环路中，或者绕过下一个以及后续的环路，从而缩短该分段404中的曲折传输线408的长度。
如图6A所示，分段404-1包括环路602-1,1至602-1,P1，其中P1是在分段404-1中形成的环路602的数目。类似地，环路602-2,1至602-2,P2形成在分段404-2中，并且环路602-J,1至602-J,PJ形成在分段404-J中。P1至PJ分别指示在分段404-1至404-J中形成的环路的数目。在一些实施方案中，开关406位于每个环路的交叉点处，在这种情况下，每个分段Pj中的环路的数目比开关Nj的数目多一个。在一些实施方案中，开关位于相邻环路的交叉点中的仅某些交叉点处，并且其余的交叉点保持断开。在图6A中例示的示例中，每个交叉点包括开关406。如图6A中以及进一步在图6D和图6E中例示，开关406依据下一个以及后续的环路是否在相移器400中被绕过或者它们是否被包括在相移器400中而被连接或断开连接。
图6D和图6E例示在两个相邻环路(环路602-j,n和602-j,n+1)之间的交叉点处的切换。图6D例示相邻环路602(环路602-j,n和602-j,n+1，其中j和n表示环路602中的任意一个环路)之间的交叉点的平面图。如图6D中例示，区段610和612例示作为环路602-j,n的一部分的曲折传输线408的区段，而区段614和616例示作为相邻环路602-j,n+1的一部分的曲折传输线408的区段。区段610与区段616至区段618连接。区段612连接到区段614至区段620。如图6D中所示，两个区段(618或620)中的一个区段与过孔622和624竖直移位。在图6D中，作为示例，区段620被例示为竖直移位到另一金属化层。图6E例示图6D中例示的交叉点的竖直表示。如图6E中例示，开关406位于区段618与620之间，使得当接合开关406时，区段618和620连接并且环路502-j,n+1被绕过。开关406可以是例如图5E中例示的开关。如上文论述，当开关406断开时，开关406可提供电容。在交叉点不包括开关406的示例中，可以在区段618和620之间提供电容。
因此，如图6A所示，可通过激活406-1,1至406-1,N1中的适当一者而在区段404-1中绕过环路602-1,2至602-1,P1，借此调节分段404-1中的曲折传输线408的长度。类似地，可通过开关406-2,1至406-2,N2绕过环路602-2,2至602-2,P2以缩短分段404-2中的曲折传输线408的长度，并且可通过激活分段404-J中的开关406-J,1至406-J,NJ中的适当一个开关来绕过环路602-J,2至602-J,PJ。如所例示，激活开关406中的一个开关，例如，开关406-1,n，会绕过通过该区段中的该开关连接的环路中的所有环路，例如，在此示例中为602-1,n+1至602-1,P1。因此，曲折传输线408的长度和因此由相移器400引入的相位可以通过调节包括在每个分段404中的环路的数目来调节。
在图6A中例示的示例中，相邻环路602可被配置为减少曲折传输线408的区段之间的磁耦合。此外，分段404-1至404-J中的每个分段可提供取决于每个分段404中所包括的环路602的数目的相移。虽然图6A中例示的环路602是正方形，但是可以使用任何几何形状(例如，圆形、椭圆形等)来形成环路602。
图6B例示包括部分402和相对于部分402布置的部分410的单端相移器400的平面布局。如图6B中例示，部分410的曲折传输线414与部分402的曲折传输线408连接，以形成贯穿部分402和410两者的曲折传输线。
如图6B中例示，部分410可包括J个分段604-1至604-J，其中曲折传输线414在分段604-1至6004-J中形成环路606-1,1至606-J,NJ'。此外，相邻环路之间的交叉点可包括开关608-1,1至608-J,NJ'，如图6D和图6E中例示。在一些实施方案中，部分410可以是部分402的镜像。
在如图6B中例示的一个特定示例真时相移器400中，部分402包括三个级联分段404，每个级联分段包括三个环路602。类似地，部分410是部分402的镜像。分段404-1至404-3以及604-1至604-3中的每个分段可经调谐以提供特定相移，例如14度。如图6B的平面布局以及图6D和图6E中提供的交叉布局中例示，由曲折传输线408和416形成的曲折传输线可以在具有3μm铜的金属化层中形成，其中使用过孔形成下穿通道。在金属化部中，可以提供包围相移器400的地结构。在特定示例中，所得结构的总面积可为233μm×326μm且可提供约5位相移器分辨率。由于该结构是双向的，因此可以在发射器与接收器之间共享相移器400，如图3B中例示。
在一些示例中，使用慢波结构(其可包括上文论述的地结构)可以显著地缩小结构的尺寸，例如缩小达20％。慢波结构是指RF微波在其中以等于或小于预定的波传播速度的相速度行进的传输线。
图6C例示差分相移器400的平面布局。如图6C中例示，在部分410的曲折传输线414和部分402的曲折传输线408上施加差分信号。在曲折传输线408和414的相对端处提供差分输出。部分410和402在上文关于图6B进行了论述。在一些示例中，可在输入端上或在输出端上提供交叉开关416以向信号提供进一步的180°相移。交叉开关416可以如图5D所描述的。
图7A至图7E例示根据本发明的一些方面的相移器400的另一示例。在图7A至图7E中例示的示例中，通过利用开关选择性地电感耦合定位成与曲折传输线相邻的另一电感器来调节曲折传输线的有效电长度，如在下文进一步论述。图7A例示相移器400的部分402。如图7A中例示，部分402包含级联分段404-1至404-J，如上文已论述。
图7B例示示例分段404，该分段为分段404-1至404-J中的一个分段。如图7B中例示，曲折传输线408形成串联耦合元件702-1至702-N。如元件702-1中例示，例如，曲折传输线408形成电感器704-1、706-1、708-1和710-1。如在下文进一步论述，电感器704-1、706-1、708-1和710-1可形成曲折传输线408的“8形”区段。第一电感器712-1接近电感器704-1和708-1而形成，并且第二电感器714-1接近电感器706-1和710-1而形成。用开关718-1接通或断开第一电感712-1，而用开关724-1接通或断开第二电感器714-1。
开关718-1与开关716-1和720-1一起操作。开关716-1被配置为在开关718-1断开时在电感器704-1与706-1之间的节点处提供较大的对地电容。开关720-1被配置为在开关718-1断开时在电感器708-1上提供较大的对地电容。类似地，开关724-1与开关722-1和726-1一起操作。开关722-1被配置为在开关724-1断开时在电感器708-1与710-1之间的节点上提供较大的对地电容。开关726-1被配置为在开关724-1断开时在电感器706-1与710-1之间的节点上提供较大的对地电容。
图7C中进一步例示开关760的操作，该操作可例示开关716、720、722和726中的一个开关的操作。如图7C中例示，开关760可以处于接通状态762或断开状态764。当开关760处于断开状态762时，开关760提供与电容C串联的电容Coff(晶体管的关断电容)。在接通状态764中，则开关760提供与电容C串联的电阻Ron(开关晶体管760的接通电阻)。因此，当开关760处于断开状态762时比该开关处于接通状态764时提供更小的电容。
图7D例示可用于如上文例示的元件702中的示例开关布置730。每个区段702可包括两个开关布置730。例如，开关布置730还表示如图4A中例示的开关406。如图7D中例示，晶体管732连接到控制信号cntrl。晶体管732可以是开关718-1或者可以是在图7B中的元件702-1中例示的开关724-1。如图7D所示，将控制信号ctrl输入到反相器734并提供到晶体管736和738的栅极。例如，晶体管736可以是开关716-1或开关726-1。晶体管738可以是开关720-1或开关726-1。因此，如图7B中例示，开关布置730可例示开关718、716和720，或者可以是开关724、722和726。
在一些示例中，部件可例示部件电感L、品质因数Q、耦合参数k和电容C。例如，在一个示例中，电感单元L是20pH，谐振品质因数QL是20，电感器712和714与对应电感器704、708和706、710之间的耦合常数k可以是0.5，并且作为开关716、726、722和720的一部分的电容可以是C＝7.1fF。可适当地优化开关电路730的开关晶体管732、736和738的晶体管尺寸。
因此，如图7A和图7B中例示，可以通过在元件702-1至702-N中的每个元件处将附加的电感耦合的电感切换为由曲折传输线408形成的电感来调节曲折传输线408的有效电长度。此外，如果开关被设置为使得附加电感不被接通，则电容被接通，这可以帮助维持曲折传输线408的阻抗。图7B例示包括单个数字8结构的元件702。然而，如在下文进一步论述，元件702可包括任何数量的数字8结构。
图7E描绘了在开关718或724在接通状态和断开状态下的耦合电感。具体地，例如，晶体管756可以表示电感器704和708，而电感器752表示电感712。在这种情况下，开关754表示开关718。如上文论述，当开关754接通或断开时可发生相移。如图7E中例示，开关754接通时，该开关呈现电阻Ron，而当开关754断开时，该开关呈现电容Coff。电感器756的电感被指定为L并且电感器752的电感是Lsw。
因此，当开关754接通时，接通和断开状态下的有效电感可由下式给出：
Leff，on＝(1-k2)L
通过配对(Ceff,off和Leff,on)和(Ceff,on和Leff,off)，可以获得不同的相移，使得时间延迟与成比例。而且，传输线的特性阻抗/>可以同时保持恒定。此外，由于QCeff，on<QCeff，off且QLeff，on<QLeff，off，所以可最小化低延迟与高延迟之间的损耗，而不向低损耗状态添加额外损耗。
图7F和图7G例示相移器400的示例。如图7F和图7G所示，部分402与部分410组合以形成相移器400。部分410包括通过分段740-1至740-J布置的曲折传输线414，该分段在结构上类似于分段404-1至404-J。在一些示例中，分段740-1至740-J是分段404-1至404-J的镜像。在图7F中，相移器400是单端相移器，其中曲折传输线408在连接412处连接到曲折传输线414。在图7G中，相移器400是差分相移器，其中在曲折传输线408与曲折传输线414之间提供输入信号。在此示例中，可将输出信号输入到交叉开关416，该交叉开关提供额外的180°相移。如上文已论述，可以在相移器400的输入侧上提供交叉开关416。
图8A至图8F例示根据本公开的一些方面的元件702中的一个元件的生产。如图8A中例示的元件702可形成有四(4)个金属化层，该元件还包括三(3)个过孔层，该过孔层在图8B至图8E中例示。如图8A中例示，电感器704和708形成一个环路，并且电感器710和706形成数字8形结构的第二环路。图8A还例示形成元件702的结构的曲折传输线408的输入区段802和输出区段804。过孔点808和810可以允许电感712连接到开关718，如图7B中例示。过孔点816和818可以允许电感714连接到开关724。过孔点806允许连接到开关720。过孔点814可以允许连接到开关722。过孔点812可以允许连接到开关726。过孔点820允许连接到开关726。图8A还例示地层822。以及过孔点824，该过孔点用于将电感器704与数字8结构中的电感器706连接。应注意，过孔点806、812、814和820还可包括分别与相关联的开关720、716、726和716一起提供的电容。
如上文论述，图8A中例示的元件702可形成有在半导体结构上形成的四个堆叠金属化层。该半导体结构可例如包括晶体管、电容器和其他部件。该四个金属化层可以通过沉积诸如SiO2的绝缘体层进行分离。具体地，图8A例示具有单个8形电感器的实施方案。
图8B例示供应地层822的地金属化部840的平面视图。另外，用于过孔点806、808、810、812、814、816、818、820和824的金属化部包括在地金属化部840中，该地金属化可连接到下层半导体层中的部件(例如，开关)。电容器也可形成在金属化层(MOMcaps)中，其中开关形成在下层半导体层中(即，可将电容构建到所描述的过孔结构中)。
图8C例示可在图8B中例示的金属化层840上提供的第二金属化层842。如所例示，金属化层842包括电感器712和714。如进一步示出的，过孔816和818以及过孔808和810可以分别连接到在下层半导体层中形成的开关724和718。此外，地金属化部830可形成在金属化层842中且通过其他过孔耦合到地822。
图8D例示金属化层846，该金属化层包括如图7B中例示的电感器704、706、708和710以及如图8A中例示的输入区段802和输出区段804。如图8D中进一步例示，过孔点806、812、820和824可提供对形成在下层半导体中的开关的连接。另外，地832可通过过孔附接到金属化层844的地830。
图8E例示第四金属化层848。如所例示，层848金属化层848包括连接区段836，该连接区段通过过孔812和824将电感器704与电感器706连接以完成曲折传输线。同样，金属化层848包括地834，该地通过过孔连接到金属化层846的地832。
图8F例示形成元件702的金属化层的3-D再现。图8F进一步例示地结构850，该地结构是通过连接来自图8B的地822、来自图8C的地830、来自图8D的地832和来自图8A的地834而形成。
在特定示例中，图8B中例示的金属化层840可用约一(1)μm厚的铜形成。图8C和图8D的金属化层842和846可以用约3μm的铜形成。图8E的金属化层848可用约2.8μm的铜或2.8μm厚的铝形成。
图9A例示包括如大致在图8A至图8F中例示的三个元件702-1、702-2和702-3的分段404的平面视图。在一个特定实施方案中，相移器400的部分402可形成有三个分段404-1至404-3，每个分段具有三个元件702-1至702-3，如图9A中例示。当被设计用于在145GHz中心频率处操作时，分段404的尺寸可以是例如w＝77μm以及h＝132μm。例如，在使用这种构造的相移器中，模拟结果预测可以实现在每个分段404中具有2位相位控制的19.6度的总相位范围。相位分辨率可以是每步约10度(即，开关配置)，这接近5位相移器分辨率。跨四个状态的增益变化为0.32dB，然而，可通过调谐开关尺寸和并联电容来进一步优化增益变化。在如图9A中例示的相移器400的一些示例中，可覆盖几乎180度的相位范围且损耗变化在约-11dB与-16dB之间。因此，如图9A中例示的分段404的配置可以是有用的。
图9B例示在每个元件702中包括多于一个数字8结构的元件702的平面视图。如图9B的示例中例示，数字8结构902-1至902-3串联耦合且与结构908-1至908-2连接。因此，曲折传输线408的端部904和906上的信号穿过结构902-1至902-3。图9B例示具有三个数字8结构902的区段702，但可包括任何数量的数字8结构902。在这种结构中，相移范围可能未增加，但是可以增加能够实现的分辨率。由于更长的传输路径，可在此结构中预期更大的损耗和损耗变化。
图10例示本文公开的相移器400的操作的方法1000。方法1000开始于在步骤1002中确定相移器400所期望的相移。如先前论述，可通过从如图2B中例示的数据处理器210接收的控制信号来确定期望的相移。在步骤1004中，确定开关406的开关配置。如上文论述，可以在相移器400的优化期间确定开关配置。在步骤1006中，为相移器400的操作设置开关位置。
本文所述的电路架构可在一个或多个IC、模拟IC、RFIC、混合信号IC、ASIC、印刷电路板(PCB)、电子设备等上实现。本文所述的电路架构也可利用各种IC工艺技术来制作，诸如互补金属氧化物半导体(CMOS)、N沟道MOS(NMOS)、P沟道MOS(PMOS)、双极结型晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)、异质结双极型晶体管(HBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)、绝缘体上硅(SOI)等。
本文所述的实现电路的装置可为独立的设备，或者可为更大设备的一部分。设备可为(i)独立的IC，(ii)可包括用于存储数据和/或指令的存储器IC的一个或多个IC的集合，(iii)RFIC诸如RF接收器(RFR)或RF发射器/接收器(RTR)，(iv)ASIC诸如移动站调制解调器(MSM)、(v)可被嵌入在其他设备内的模块，(vi)接收器、蜂窝电话、无线设备、手机或移动单元，(vii)等等。
因此，如上所述，提供了本公开的各个方面。具体地，公开了以下方面。
方面1提供了一种相移器，所述相移器包括第一曲折传输线，所述第一曲折传输线具有被配置为接收第一输入信号的第一输入端和被配置为提供第一输出信号的第一输出端；和多个开关，所述多个开关被配置为调节所述第一曲折传输线的有效电长度。
方面2提供根据方面1所述的相移器，其中所述第一曲折传输线形成多个分段，并且其中所述多个开关中的至少一个开关位于所述多个分段中的每个分段内，以调节所述分段的尺寸，从而调节所述第一曲折传输线的有效电长度。
方面3提供根据方面2所述的相移器，其中所述多个分段各自由所述第一曲折传输线的“U形”部分形成并且被级联，其中所述多个开关布置在所述多个分段中的每个分段的内部，以在闭合时缩短所述“U形”部分。
方面4提供根据方面2所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段包括形成在所述第一曲折传输线中的多个环路，其中所述多个开关中的一个开关位于连结每个分段中的邻接环路的所述第一曲折传输线的每个交叉点处，所述多个分段中的每个分段中的所述开关确定所述分段中的被接合以载运电流的所述多个环路的数量，从而通过控制接合在每个分段中的环路的数量来控制所述分段的电长度。
方面5提供根据方面4所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段中的被接合的所述多个环路中的邻接环路在相反方向上载运电流，从而抵消由多个分段中的每个分段中的所述多个环路中的每个环路生成的场。
方面6提供根据方面2所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段包括形成在所述第一曲折传输线中的多个环路，其中所述多个开关中的一个或多个开关被配置为选择性地控制将附加电感添加到所述多个环路中的一个或多个环路。
方面7提供根据方面6所述的相移器，其中所述附加电感包括附加的导电材料环路，所述附加的导电材料环路相对于所述多个环路中的每个环路被配置为在通过所述多个开关中的一个或多个开关进行接合时电感耦合到那个环路。
方面8提供根据方面2所述的相移器，其中所述多个分段包括第一组分段和第二组分段，所述第二组分段相对于所述第一组分段成镜像并且相对于所述第一组分段放置以减少所述多个分段中的分段之间的耦合。
方面9提供根据方面2所述的相移器，其中由位于所述多个分段中的每个分段内的所述多个开关中的所述至少一个开关中的每个开关供应断开电容，使得当所述多个开关中的每个开关被接通或断开时，每个分段的电容被改变。
方面10提供根据方面9所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段的实阻抗提供所述相移器的期望的有效阻抗。
方面11提供根据方面10所述的相移器，其中开关尺寸和第一曲折传输线的宽度沿所述第一曲折传输线变化，从而优化阻抗，以维持跨相位状态的所述期望的有效阻抗。
方面12提供根据方面2所述的相移器，其中所述多个开关的切换序列被配置为优化所述相移器。
方面13提供根据方面12所述的相移器，其中根据行为模型来确定优化。
方面14提供根据方面12所述的相移器，其中优化包括优化特性阻抗。
方面15提供根据方面2所述的相移器，其中每个分段向所述第一输入信号提供相移。
方面16提供根据方面1至15中任一项所述的相移器，其中所述相移器是真时相移器。
方面17提供根据方面1至16中任一项所述的相移器，所述方面还包括耦合到所述第一曲折传输线的有源反相器。
方面18提供根据方面1至17中任一项所述的相移器，所述方面还包括第二曲折传输线，所述第二曲折传输线具有接收第二输入信号的第二输入端和被配置为提供第二输出信号的第二输出端；和多个第二开关，所述多个第二开关被配置为调节所述第二曲折传输线的第二有效电长度，其中所述第一输入信号和所述第二输入信号是差分输入信号，并且其中所述第一输出信号和所述第二输出信号形成差分输出信号。
方面19提供根据方面18所述的相移器，其中所述第一曲折传输线和所述第二曲折传输线是彼此的镜像。
方面20提供根据方面18所述的相移器，其中反相交叉开关耦合到相。
方面21提供根据方面18所述的相移器，其中由所述第一曲折传输线和所述第二曲折传输线形成的所述相移器是双向的并且耦合到双向缓冲器，所述双向缓冲器提供用于在天线阵列中传输的传输信号并且从所述天线阵列接收接收信号。
方面22提供根据方面18所述的相移器，其中所述第一曲折传输线和所述第二曲折传输线形成真时相移器。
方面23提供根据方面22所述的相移器，其中所述真时相移器耦合到有源反相器。
方面24提供一种用于在相控阵列天线中处理毫米波通信信号的方法，所述方法包括：确定适于所述毫米波通信信号的相移；确定多个开关的配置，所述多个开关被配置为调节被配置为接收所述毫米波通信信号的第一曲折传输线的有效电长度；以及设置所述多个开关。
方面25提供了一种相移器，所述相移器包括曲折传输线；和用于控制所述曲折传输线的有效长度的构件。
虽然详细示出和描述了选定的方面，但应当理解，在不脱离如所附权利要求书所限定的、本发明的实质和范围的情况下，可在其中进行各种替换和更改。

Claims (25)

1.一种相移器，所述相移器包括：
第一曲折传输线，所述第一曲折传输线具有被配置为接收第一输入信号的第一输入端和被配置为提供第一输出信号的第一输出端；和
多个开关，所述多个开关被配置为调节所述第一曲折传输线的有效电长度。
2.根据权利要求1所述的相移器，其中所述第一曲折传输线形成多个分段，并且其中所述多个开关中的至少一个开关位于所述多个分段中的每个分段内，以调节所述分段的尺寸，从而调节所述第一曲折传输线的所述有效电长度。
3.根据权利要求2所述的相移器，其中所述多个分段各自由所述第一曲折传输线的“U形”部分形成并且被级联，其中所述多个开关被布置在所述多个分段中的每个分段的内部，以在闭合时缩短所述“U形”部分。
4.根据权利要求2所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段包括形成在所述第一曲折传输线中的多个环路，其中所述多个开关中的一个开关位于连结每个分段中的邻接环路的所述第一曲折传输线的每个交叉点处，所述多个分段中的每个分段中的所述开关确定那个分段中的被接合以载运电流的所述多个环路的数量，从而通过控制接合在每个分段中的环路的数量来控制所述分段的长度。
5.根据权利要求4所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段中的被接合的所述多个环路中的邻接环路在相反方向上载运电流，从而抵消由所述多个分段中的每个分段中的所述多个环路中的每个环路生成的场。
6.根据权利要求2所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段包括形成在所述第一曲折传输线中的多个环路，其中所述多个开关中的一个或多个开关被配置为选择性地控制将附加电感添加到所述多个环路中的一个或多个环路。
7.根据权利要求6所述的相移器，其中所述附加电感包括附加的导电材料环路，所述附加的导电材料环路相对于所述多个环路中的每个环路被配置为在通过所述多个开关中的所述一个或多个开关进行接合时电感耦合到那个环路。
8.根据权利要求2所述的相移器，其中所述多个分段包括第一组分段和第二组分段，所述第二组分段相对于所述第一组分段成镜像并且相对于所述第一组分段放置以减少所述多个分段中的分段之间的耦合。
9.根据权利要求2所述的相移器，其中由位于所述多个分段中的每个分段内的所述多个开关中的所述至少一个开关中的每个开关供应断开电容，使得当所述多个开关中的每个开关被接通或断开时，每个分段的电容被改变。
10.根据权利要求9所述的相移器，其中所述多个分段中的每个分段的实阻抗提供所述相移器的期望的有效阻抗。
11.根据权利要求10所述的相移器，其中开关尺寸和所述第一曲折传输线的宽度沿所述第一曲折传输线变化，从而优化阻抗，以维持跨相位状态的所述期望的有效阻抗。
12.根据权利要求2所述的相移器，其中所述多个开关的切换序列被配置为优化所述相移器。
13.根据权利要求12所述的相移器，其中根据行为模型来确定优化。
14.根据权利要求12所述的相移器，其中优化包括优化特性阻抗。
15.根据权利要求2所述的相移器，其中每个分段向所述第一输入信号提供相移。
16.根据权利要求1所述的相移器，其中所述相移器是真时相移器。
17.根据权利要求1所述的相移器，所述相移器还包括耦合到所述第一曲折传输线的有源反相器。
18.根据权利要求1所述的相移器，所述相移器还包括
第二曲折传输线，所述第二曲折传输线具有接收第二输入信号的第二输入端和被配置为提供第二输出信号的第二输出端；和
多个第二开关，所述多个第二开关被配置为调节所述第二曲折传输线的第二有效电长度，
其中所述第一输入信号和所述第二输入信号是差分输入信号，并且
其中所述第一输出信号和所述第二输出信号形成差分输出信号。
19.根据权利要求18所述的相移器，其中所述第一曲折传输线和所述第二曲折传输线是彼此的镜像。
20.根据权利要求18所述的相移器，其中反相交叉开关耦合到所述相移器。
21.根据权利要求18所述的相移器，其中由所述第一曲折传输线和所述第二曲折传输线形成的所述相移器是双向的并且耦合到双向缓冲器，所述双向缓冲器提供用于在天线阵列中传输的传输信号并且从所述天线阵列接收接收信号。
22.根据权利要求18所述的相移器，其中所述第一曲折传输线和所述第二曲折传输线形成真时相移器。
23.根据权利要求22所述的相移器，其中所述真时相移器耦合到有源反相器。
24.一种用于在相控阵列天线中处理毫米波通信信号的方法，所述方法包括
确定适于所述毫米波通信信号的相移；
确定多个开关的配置，所述多个开关被配置为调节被配置为接收所述毫米波通信信号的第一曲折传输线的有效电长度；以及
设置所述多个开关。
25.一种相移器，所述相移器包括：
曲折传输线；和
用于控制所述曲折传输线的有效电长度的构件。
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