CN116671023A - 双模陷波滤波器 - Google Patents

Abstract

一种用于在多频带毫米波(mmW)发射器中使用的双模陷波滤波器，该双模陷波滤波器包括设置在mmW发射信号路径中的两个放大器之间的发射滤波器电路，该发射滤波器电路由至少一个开关、至少一个电容器和双调谐变压器形成，该发射滤波器电路具有被配置为选择性地对至少第一通信频带中的寄生信号进行滤波的至少两种模式。

Description

双模陷波滤波器

相关申请的交叉引用

本申请要求2020年12月18日提交的名称为“DUAL MODE NOTCH FILTER(双模陷波滤波器)”的美国临时专利申请第63/127,912号的优先权和权益，该申请的内容通过引用整体并入本文，如同在下文中为了所有可应用的目的而完全阐述一样。

技术领域

本公开总体上涉及电子学，并且更具体地，涉及射频(RF)发射器和接收器。

背景技术

无线通信设备和技术变得越来越普遍，操作在毫米波(mmW)频率处的通信设备也是如此。无线通信设备一般发射和/或接收通信信号。

mmW通信系统中的发射器一般使用具有一个或多个混频器的一个或多个放大器级来上变频信号以进行发射。例如，在上变频路径中，基带(或近基带)信号或中频(IF)信号可以由混频器上变频为射频(RF)信号以进行发射。此上变频可能会在混频器输出端产生寄生音调。这些寄生信号或音调(有时称为寄生)可能出现在本地振荡器(LO)频率处，以及LO信号的谐波频率处，诸如LO(2LO)频率的两倍，并且可能具有看起来足够靠近通信信号频带中的通信信号的信号能量，从而不利地影响通信信号。也可能出现与上变频过程无关的其他寄生信号。

发明内容

在所附权利要求的范围内的系统、方法和设备的各种实现方式各自具有若干方面，其中没有一个单独负责本文所描述的期望属性。在不限制所附权利要求的范围的情况下，本文描述了一些突出的特征。

本说明书中描述的主题的一个或多个实现方式的细节在附图和以下描述中阐述。根据描述、附图和权利要求，其他特征、方面和优点将变得显而易见。应注意的是，以下附图的相对尺寸可能未按比例绘制。

本公开的一方面提供了一种发射滤波器电路，包括：正输入端子；负输入端子；中心抽头电感，包括耦合到正输入端子的第一端子和耦合到负输入端子的第二端子；开关，具有第一端子和第二端子，该第一端子耦合到中心抽头电感的第一端子，该第二端子耦合到中心抽头电感的第二端子；第一电容，耦合在开关的第一端子和中心抽头电感的第一端子之间；以及第二电容，耦合在开关的第二端子和中心抽头电感的第二端子之间。

本公开的另一方面在结合了包括上变频混频器的发射架构的多频带毫米波(mmW)发射器中提供了位于上变频混频器之后沿着mmW信号路径的一个或多个位置处的发射滤波器电路，该发射滤波器电路被配置为减少第一通信频带和第二通信频带中的至少一个频带上的本地振荡器(LO)信号的不想要的频谱发射，该发射滤波器电路由至少一个开关、中心抽头电感和电容形成，该发射滤波器电路被配置为在第一操作模式中提供第一滤波器响应，该第一滤波器响应被配置为减少LO信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响，并且该发射滤波器电路被配置为在第二操作模式中提供第二滤波器响应。

本公开的另一方面提供了一种用于对通信信号进行滤波的方法，包括：提供第一滤波器响应；以及提供第二滤波器响应，该第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响。

本公开的另一个方面提供了一种设备，该设备包括用于提供第一滤波器响应的部件，以及用于提供第二滤波器响应的部件，该第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响。

本公开的另一方面提供了一种用于多频带毫米波(mmW)发射器中的双模陷波滤波器，该双模陷波滤波器包括位于沿着mmW信号路径的一个或多个位置处的发射滤波器电路，该发射滤波器电路由至少一个开关、中心抽头电感和电容形成，该发射滤波器电路被配置为减少第一通信频带和第二通信频带中的至少一个频带上的寄生信号的不想要的频谱发射。

本公开的另一方面提供了一种用于多频带毫米波(mmW)发射器的双模陷波滤波器，该双模陷波滤波器包括设置在mmW发射信号路径中的两个放大器之间的发射滤波器电路。发射滤波器电路可以由至少一个开关、至少一个电容器和双调谐变压器形成。此外，发射滤波器电路可以具有被配置为选择性地对至少第一通信频带中的寄生信号进行滤波的至少两种模式。

附图说明

在附图中，除非另有说明，否则相同的附图标记贯穿各个视图指代相同的部分。对于具有字母字符标记的附图标记(诸如“102a”或“102b”)，字母字符标记可以区分出现在同一附图中存在的两个相似的部分或元件。当希望附图标记涵盖所有附图中具有相同附图标记的所有部分时，可以省略附图标记的字母符号指示。

图1是示出与无线通信系统通信的无线设备的图。

图2是示出了其中可以实现本公开的示例性技术的无线设备的框图。

图3A是其中可以实现双模陷波滤波器的示例性实施例的示例性发射链的至少一部分的框图。

图3B是其中可以实现双模陷波滤波器的示例性实施例的示例性发射链的至少一部分的框图。

图4示出了通信频谱的一部分的曲线图。

图5是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图。

图6是示出图5的双模陷波滤波器的示例性状态相关响应的曲线图。

图7是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图。

图8是示出图7的双模陷波滤波器的示例性状态相关响应的曲线图。

图9是示出图7的双模陷波滤波器的示例性开关大小相关响应的曲线图。

图10是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图。

图11是示出图10的双模陷波滤波器的示例性状态相关响应的曲线图。

图12是示出图5的双模陷波滤波器和图10的双模陷波滤波器的示例性状态相关响应的曲线图。

图13是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图。

图14A是示出当图13的双模陷波滤波器处于关断模式时的示例性偏置电压相关滤波器响应的曲线图。

图14B是示出当图13的双模陷波滤波器处于导通模式时的示例性偏置电压相关滤波器响应的曲线图。

图15是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图。

图16是示出图15的双模陷波滤波器的示例性状态相关响应的曲线图。

图17是示出图15的双模陷波滤波器的示例性开关大小相关响应的曲线图。

图18是描述根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的操作示例的流程图。

图19是根据本公开的示例性实施例的用于双模陷波滤波器的装置的功能框图。

具体实施方式

本文使用的词语“示例性”表示“用作示例、实例或说明”。本文描述为“示例性”的任何方面不一定被解释为比其他方面更优选或更有利。

在多个通信频带上以毫米波(mmW)频率操作的现代无线通信设备一般应满足多个射频(RF)能量发射标准。在mmW 5G通信系统中，本地振荡器(LO)和2LO频率处允许的发射是严格的，通常对于用户装备(UE)约为-36dBc，对于用户驻地装备(CPE)约为-46dBc。

一些mmW通信系统和设备使用一种称为外差式或超外差式的发射和接收架构。超外差式架构使用中频，即，发射信号首先从基带(或近基带)信号上变频到中频(IF)，并且然后使用用于IF信号上变频和发射的本地振荡器(LO)频率信号从IF上变频到射频(RF)信号。类似地，接收信号首先从RF频率下变频到IF频率，并且然后从IF下变频到基带(或近基带)信号用于信息恢复。

当IF信号与LO信号混频时，可能会产生想要的和不想要的的混频产物。不想要的信号可以称为寄生信号或寄生音调，并且还可以生成可以称为一种或多种不想要的频谱发射效应。一般选择IF和LO混频器频率，使寄生音调等不想要的频谱发射落在mmW信号路径的频率范围之外，即，落在期望通信信号的频带外。然而，寄生音调可能落在离通信频带足够近的地方，从而使通信频带中的期望信号劣化。用于mmW通信系统的示例频带可以包括37GHz至43.5GHz频带(可以涵盖37GHz到40GHz频带和40GHz到43.5GHz频带)和可以跨越47.2GHz到48.2GHz的48GHz频带。例如，为了最小化LO频率调谐范围并且防止非常高的IF频率，48GHz通信频带可以使用位于37GHz至43.5GHz频带之外的34GHz的LO频率。类似地，对于37GHz至43.5GHz频带的LO频率可能是26GHz，导致52GHz的2LO靠近48GHz频带。根据本文所描述的实施例配置的设备可用于在这些频带中的一个或多个频带中通信，或在比这些频带更低和/或更高的频带中通信。例如，此类设备可以用于在包括mmW频率的一个或多个频带中通信，其中mmW频率可以被认为是约20GHz或更高的频率，例如约24GHz或更高。

将来自LO的寄生发射对通信信号的不利影响降至最低的一种方法是设计窄频带放大器级。然而，窄频带放大器级要求为每个子频带使用单独的路径，这可能会导致更大的芯片面积。

本文公开的双模陷波滤波器的示例性实施例可以用于在一个特定频带(例如，48GHz频带)操作时抑制寄生信号能量，诸如寄生LO和/或2LO信号能量并且可以被禁能，从而对另一个频带几乎没有影响，或可以用于在另一频带(例如，跨37GHz至43.5GHz的频带)操作时抑制寄生2LO信号能量，同时对另一频带(例如，48GHz频带)几乎没有影响。

本文公开的双模陷波滤波器的示例性实施例可以用于抑制通信信号频带的较低频率侧或较高频率侧的频率处的寄生信号能量，而不管LO或2LO频率。

图1是示出与无线通信系统120通信的无线设备110的图。无线通信系统120可以是长期演进(LTE)系统、码分多址(CDMA)系统、全球移动通信系统(GSM)系统、无线局域网(WLAN)系统、5G系统、或一些其他无线系统。CDMA系统可以实现宽频带CDMA(WCDMA)、CDMA1X、演进数据优化(EVDO)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)或一些其他版本的CDMA。为了简单起见，图1示出了包括两个基站130和132以及一个系统控制器140的无线通信系统120。通常，无线通信系统可以包括任意数目的基站和任意组网络实体。

无线设备110也可以被称为用户装备(UE)、移动站、端子、接入端子、订户单元、站等。无线设备110可以是蜂窝电话、智能电话、平板计算机、无线调制解调器、个人数字助理(PDA)、手持设备、膝上型计算机、智能本、上网本、平板计算机、无绳电话、医疗设备、被配置为连接到一个或多个其他设备的设备(例如通过物联网)、无线本地环路(WLL)站、蓝牙设备等。无线设备110可以与无线通信系统120通信。无线设备110还可以接收来自广播站(例如，广播站134)的信号、来自一个或多个全球导航卫星系统(GNSS)中的卫星(例如，卫星150)的信号等。无线设备110可以支持一种或多种用于无线通信的无线电技术，诸如LTE、WCDMA、CDMA 1X、EVDO、TD-SCDMA、GSM、802.11、5G等。

无线设备110可以支持载波聚合，例如，如一个或多个LTE或5G标准中所描述的。在一些实施例中，使用载波聚合在多个载波上发射单个数据流，例如，与将单独的载波用于相应数据流相反。无线设备110能够在多种通信频带(包括例如LTE、WiFi、5G使用的那些通信频带或其他通信频带)中操作，频率范围很广。

通常，载波聚合(CA)可以分为两种类型-频带内CA和频带间CA。频带内CA是指在同一频带内的多个载波上的操作。频带间CA是指在不同频带中的多个载波上的操作。

图2是示出了其中可以实现本公开的示例性技术的无线设备200的框图。无线设备200例如可以是图1所示的无线设备110的实施例。在其他实施例中，无线设备200可以是基站130、132中的一个基站的示例，或是图1中未中图示的设备，诸如客户端装备(CPE)等。

图2示出了具有发射器230和接收器250的收发器220的示例。通常，可以由放大器、滤波器、上变频器、下变频器等的一个或多个级来执行发射器230和接收器250中的信号的调节。这些电路块可以与图2中示出的配置不同地布置。此外，图2中未中示出的其他电路块也可以用于调节发射器230和接收器250中的信号。除非另有说明，否则图2中的任何信号或附图中的任何其他图形都可以是单端信号或差分信号。图2中的一些电路块也可以省略。

在图2中示出的示例中，无线设备200一般包括收发器220和数据处理器210。数据处理器210可以包括可操作地耦合到存储器298的处理器296。存储器298可以被配置为存储数据和程序代码，作为示例性软件或固件299，并且一般可以包括模拟和/或数字处理元件。处理器296和存储器298可以配合来控制、配置、编程或以其他方式完全地或部分地控制本文所描述的双模陷波滤波器的实施例的操作。

收发器220包括支持双向通信的发射器230和接收器250。通常，无线设备200可以包括用于任何数目的通信系统和频带的任何数目的发射器和/或接收器。收发器220的全部或一部分可以在一个或多个模拟集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、混频信号IC等上实现。

发射器或接收器可以用超外差式架构或直接变频架构实现。在超外差式架构中，信号在多个级中在射频(RF)和基带之间进行频率转换，例如，在一个级中从RF变频到中频(IF)，并且然后在另一个级中从IF变频到基带以用于接收器。在直接变频架构中，信号在一个级内在RF和基带之间进行频率转换。超外差式和直接变频架构可以使用不同的电路块和/或具有不同的要求。在图2中示出的示例中，发射器230和接收器250用直接变频架构实现。在其他示例中，诸如关于图3A和图3B所讨论的示例，可以使用超外差式架构。

在发射路径中，数据处理器210处理要发射的数据并且向发射器230提供同相(I)和正交(Q)模拟输出信号。在示例性实施例中，数据处理器210包括数模转换器(DAC)214a和214b，用于将数据处理器210生成的数字信号转换成I和Q模拟输出信号(例如I和Q输出电流)以用于进一步处理。在其他实施例中，DAC 214a和214b被包括在收发器220中并且数据处理器210以数字方式向收发器220提供数据(例如，I和Q的数据)。

在发射器230内，基带滤波器232a和232b(可以包括低通滤波器)相应地对I和Q模拟发射信号进行滤波，以移除由先前的数模转换导致的不期望的镜像。放大器(Amp)234a和234b相应地放大来自基带滤波器232a和232b的信号，并且提供I和Q基带信号。上变频器240用来自TX LO信号生成器290的I和Q发射(TX)本地振荡器(LO)信号对I和Q基带信号进行上变频并且提供经上变频的信号。滤波器242对经上变频的信号进行滤波以移除由上变频导致的不期望的图像以及接收频带中的噪声。功率放大器(PA)244放大来自滤波器242的信号以获得期望的输出功率电平并且提供发射RF信号。发射RF信号可以经由双工器或开关246路由并且经由天线248发射。尽管本文讨论的示例利用了I和Q信号，但是本领域技术人员将会理解，收发器的元件可以被配置为利用极化调制。

在接收路径中，天线248接收通信信号并且提供接收到的RF信号，该信号可以通过双工器或开关246路由并且提供到低噪声放大器(LNA)252。双工器246可以被设计成以特定的RX到TX双工器频率间隔操作，使得RX信号与TX信号隔离。接收到的RF信号由LNA 252放大并且由滤波器254滤波以获得期望的RF输入信号。下变频器260中的下变频混频器261a和261b将滤波器254的输出与来自RX LO信号生成器280的I和Q接收(RX)LO信号(即LO_I和LO_Q)混频以生成I和Q基带信号。I和Q基带信号由放大器262a和262b放大并且由基带滤波器264a和264b(其可以包括低通滤波器)进一步滤波以获得I和Q模拟输入信号，该I和Q模拟输入信号被提供到数据处理器210。在所示出的示例性实施例中，数据处理器210包括模数转换器(ADC)216a和216b以用于将模拟输入信号转换成将由数据处理器210进一步处理的数字信号。在一些实施例中，ADC 216a和216b被包括在收发器220中，并且以数字方式向数据处理器210提供数据。

在图2中，TX LO信号生成器290生成用于上变频的I和Q TX LO信号，而RX LO信号生成器280生成用于下变频的I和Q RX LO信号。每个LO信号都是具有特定基频的周期信号。锁相环(PLL)292从数据处理器210接收定时信息并且生成用于调整来自LO信号生成器290的TX LO信号的频率和/或相位的控制信号。类似地，PLL 282从数据处理器210接收定时信息并且生成用于调整来自LO信号生成器280的RX LO信号的频率和/或相位的控制信号。

在示例性实施例中，RX PLL 282、TX PLL 292、RX LO信号生成器280和TX LO信号生成器290可以组合成可以提供TX LO信号和RX LO信号的单个LO生成器电路295。备选地，可以使用单独的LO生成器电路来生成TX LO信号和RX LO信号。

无线设备200可以支持CA并且可以(i)接收由一个或多个小区在不同频率的多个下行链路载波上发射的多个下行链路信号，和/或(ii)在多个上行链路载波上向一个或多个小区发射多个上行链路信号。然而，本领域技术人员应理解，本文所描述的方面可以在不支持载波聚合的系统、设备和/或架构中实现。

收发器220的某些元件在图2中功能性地图示，并且其中图示的配置可以表示或不表示某些实现方式中的物理设备配置。例如，如上面所描述的，收发器220可以在各种集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、混频信号IC等中实现。在一些实施例中，收发器220在基板或板(诸如具有各种模块的印刷电路板(PCB))上实现。例如，功率放大器244、滤波器242、LNA 252和/或双工器246可以在单独的模块中或作为分立部件实现，而收发器220中所示的剩余元件可以在单个收发器芯片中实现。

功率放大器244可以包括一个或多个级，包括例如可以被配置为在一个或多个频率处、在一个或多个频带中、以一个或多个功率电平放大通信信号的驱动器级、功率放大器级或其他部件。取决于各种因素，功率放大器244可以被配置为使用一个或多个驱动器级、一个或多个功率放大器级、一个或多个阻抗匹配网络进行操作，并且可以被配置为提供良好的线性度、良好的效率或良好的线性度和效率的组合。代替上述级或除了上述级之外，可以在功率放大器244中实现其他输出级。本文所描述的双模陷波滤波器的示例性实施例可以在滤波器242内、功率放大器244内、LNA 252内、滤波器254内或其他地方的一个或多个位置实现。在一些实施例中，本文所描述的双模陷波滤波器可以在与滤波器242、功率放大器244、LNA 252和/或滤波器254相同的IC上和/或相同的模块内实现。在一些实施例中，功率放大器244、滤波器242、LNA 252和滤波器254可以在单个物理模块中一起实现。在其他实施例中，这些元件中的一个或多个元件可以与其中实现了另一元件的模块或IC分离实现。

图3A是其中可以实现双模陷波滤波器的示例性实施例的示例性发射链300的至少一部分的框图。在示例性实施例中，发射链300可以在实现超外差式(超外差)架构的mmW通信设备中实现，在超外差式架构中，要发射的通信信号可以从基带(或近基带)信息信号转换成中频信号，并且然后从中频上变频成射频信号。类似地，接收到的通信信号可以从RF信号下变频为IF信号，并且然后进一步从IF信号下变频为基带(或近基带)信息信号。例如，在一些实施例中，在滤波器242和PA244之间实现附加混频器(例如，下面描述的混频器302)。在一些实施例中，在LNA 252和滤波器254之间还包括另一附加混频器。在一些此类实施例中，这些附加混频器、PA244和LNA 252在与在其上实现收发器220的其他元件的IC分离的RFIC中实现。在一些实施例中，分离的RFIC可以集成到包括天线248的模块中。在包括附加混频器的一些实施例中，实现了用于具有mmW频率的通信并且可以包括在RFIC中的LO。尽管下面的描述包括超外差架构，但是本领域技术人员应理解，实施例不限于此类架构中的放大器。此外，本领域的技术人员应理解，本文所描述的实施例可以在接收链中实现。仅为了说明的目的而示出的示例性发射链300可以包括的mmW通信设备(诸如无线设备200(图2))中的发射链的一部分。

在示例性实施例中，发射链300可以包括混频器302，混频器302被配置为通过差分连接件304接收中频(IF)通信信号，并且通过差分连接件306接收本地振荡器(LO)信号。混频器302可以被称为上变频混频器，并且可以被配置为在不同频率的范围上操作。使用LO信号的混频器302可以被配置为将IF通信信号上变频为mmW频率通信信号(在图3中称为RF信号)。

在示例性实施例中，发射链300可以包括一个或多个放大器级，图3中仅作为示例示出了三个示例放大器级320、322和324。三个放大器级320、322和324可以被配置为提供相同或不同水平的信号放大。在示例性实施例中，第一放大器级320和第二放大器级322可以被称为驱动器级，并且第三放大器级324可以被称为功率放大器。根据应用，发射链中可以包括更多或更少的放大器级。

在示例性实施例中，发射链300可以包括一个或多个变压器310、312、314和316。变压器310、312、314和316可以被配置为将诸如RF信号的通信信号从放大器级传递到放大器级。变压器310、312、314和316可以各自包括初级侧和次级侧。例如，变压器310可以包括初级侧332和次级侧333。类似地，变压器312可以包括初级侧334和次级侧335；变压器314可以包括初级侧336和次级侧337；并且变压器316可以包括初级侧338和次级侧339。第三放大器级324的输出可以通过变压器316提供到天线342以进行发射。

变压器310、312、314和316可以被实现为双调谐变压器，其中初级侧和次级侧的电感可以用跨每个电感的电容器(未示出)单独调谐/谐振。双调谐变压器通常可以用于宽频带操作。本文所描述的双模陷波滤波器的示例性实施例可以与双调谐变压器的初级侧并联实现。然而，除了双调谐变压器之外，本文所描述的双模陷波滤波器的示例性实施例将与其他类型的变压器一起操作。

在示例性实施例中，双模陷波滤波器350的实例可以在变压器310中，作为变压器310的一部分，或在变压器310附近实现。在示例性实施例中，双模陷波滤波器360的实例可以在变压器312中，作为变压器312的一部分，或在变压器312附近实现；双模陷波滤波器370的实例可以在变压器314中，或作为变压器314的一部分，或在变压器314附近实现；并且双模陷波滤波器380的实例可以在变压器316中或作为变压器316的一部分或在变压器316附近实现。双模陷波滤波器350、360、370和380的实例可以包括相同或不同的配置，并且可以被配置为提供相同或不同的滤波器响应。仅为了方便起见，双模陷波滤波器350、360、370和380的实例的示例性实施例在图3中被示为位于相应变压器310、312、314和316的相应初级侧332、334、336和338附近，并且与之平行，并且可以位于其他地方。发射链300的实施例，包括本文所描述的双模陷波滤波器的实施例，也可以在图2的滤波器242和/或功率放大器244中实现。

在示例性实施例中，变压器310、312、314和316；放大器级320、322和324；并且双模陷波滤波器350、360、370和380可以包括发射路径330，其中一个或多个发射路径330可以在相控阵列架构中实现。在其他实施例中，发射路径330可以包括更少或更多数目的放大器级、变压器和/或滤波器。

图3B是其中可以实现双模陷波滤波器的示例性实施例的示例性发射链390的至少一部分的框图。发射链390是相控阵天线架构的示例，其中多个发射路径330-1、330-2至330-n可以耦合到混频器302。在示例性实施例中，发射路径330的数目取决于实现方式，为了简化说明，在图3B中示出了三个发射路径330-1、330-2和330-n。

在示例性实施例中，每个发射路径330的输入端耦合到相应的移相器392，其中发射路径330-1耦合到移相器392-1，发射路径330-2耦合到移相器392-1并且发射路径330-n耦合到移相器392-n。在示例性实施例中，每个移相器392耦合在混频器302和相应的发射路径330之间。在此类实施例中，发射路径330中的每个发射路径的输出端耦合到天线元件阵列396中的相应天线元件394。例如，发射路径330-1耦合到天线元件394-1，发射路径330-2耦合到天线元件394-2并且发射路径330-n耦合到天线元件394-n。

图4示出了通信频谱的一部分的曲线图400。曲线图400包括示出频率向右增加的水平轴线402，以及示出信号能量向上增加的竖直轴线404。在示例性实施例中，竖直轴线404被标记为“HB”，对应于“高频带”能量；然而，本文所描述的双模陷波滤波器的示例性实施例可以在其他通信频带中实现。

曲线图400还示出了跨越约37GHz到约43.5GHz的通信频带410；并且示出了跨越约47.2GHz到约48.2GHz的通信频带420。通信频带410也将可互换地称为37-43.5GHz频带并且通信频带420也将可互换地称为48GHz频带。

在示例性实施例中，可以实现用于多种通信频带的多种频率规划。48GHz通信频带420中的信号的本地振荡器频率的示例可以位于约34GHz处，并且使用附图标记422示出。用于37-43.5GHz通信频带410中的信号的本地振荡器频率的示例可以位于约26GHz处，并且使用附图标记426示出。然而，26GHz的二次谐波可能出现在52GHz，使用附图标记412示出。在示例性实施例中，34GHz的LO信号422或通过将34GHz的LO信号与48GHz频带420中的通信信号混频而生成的寄生音调可能会对37-43.5GHz通信频带410中的通信信号造成干扰。类似地，并且仅作为示例，52GHz 2LO信号412或通过将26GHz的LO信号与37-43.5GHz频带410中的通信信号混频而生成的寄生音调可能会对48GHz通信频带中的通信信号造成干扰。如将本文所描述的，双模陷波滤波器的示例性实施例可以用于创建陷波滤波器响应，以最小化34GHz的LO信号422及其寄生音调对37-43.5GHz通信频带410中的期望信号的任何有害影响，同时不降低48GHz通信频带420中的通信信号；并且可以用于创建陷波滤波器响应，以最小化52GHz 2LO信号412及其寄生音调对48GHz通信频带420中的期望信号的任何有害影响，同时不降低37-43.5GHz通信频带410中的通信信号。

图5是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图500。在示例性实施例中，双模陷波滤波器550可以在差分通信系统中实现并且可以包括耦合到正输入端子(IN+)551的电容554和耦合到负输入端子(IN-)552的电容555。电容554和555可以被称为Cn。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Cn的值。

电感553耦合在电容554和555之间。电感553可以被称为2Ln，其中可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Ln的值。在双模陷波滤波器550中，为了方便起见，电感553被示为2Ln，使得在等效电路570和580中，电感553可以被示为Ln。在示例性实施例中，电感553的中心抽头可以耦合到系统地，并且电感553可以被称为中心抽头电感。

在示例性实施例中，开关558可以耦合在电容556和557之间，跨电感553并联。在示例性实施例中，开关558可以以多种方式实现，包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件。在示例性实施例中，开关558可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在此示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关558。

电容556和557可以称为Co。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Co的值。

在示例性实施例中，双模陷波滤波器550以及本文所描述的双模陷波滤波器的其他实施例可以被称为“开关分路陷波器”，因为在示例性实施例中，双模陷波滤波器550可以与变压器的初级绕组并联(分路)实现(诸如与图3的相应变压器310、312、314和/或316的初级侧332、334、336和/或338并联)。

在示例性实施例中，开关558可以被配置为在其栅极处接收控制信号d_mode_ctrl。可以由图2的数据处理器210或者由另一控制元件提供控制信号d_mode_ctrl。取决于控制信号d_mode_ctrl的状态，开关558将导通(接通)或不导通(关断)。在示例性实施例中，开关558可以被配置为将电容556或557中的至少一个跨双调谐变压器的电感553的绕组选择性地耦合，该双调谐变压器诸如是图3A的变压器310、312、314和316中的任一者。在示例性实施例中，电容556或557中的另一电容可以选择性地跨双调谐变压器(诸如图3A的变压器310、312、314和316中的任一者)的电感553的绕组耦合。

在图5中示出的示例性实施例中，开关558的漏极耦合到电容556并且开关558的源极耦合到电容557。

图5中还示出了对应于开关558的状态的等效电路。第一等效电路570示出了当开关558导通(接通)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关558导通(接通)时，双模陷波滤波器550的电布置；第二等效电路580示出了当开关558不导通(关断)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关558不导通(关断)时，双模陷波滤波器550的电布置。在示例性实施例中，当开关558导通(接通)时，双模陷波滤波器550关断；并且当开关558不导通(关断)时，双模陷波滤波器550接通，也称为处于LO陷波模式。

在第一等效电路570中，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关558导通(接通)时，开关558表现为具有值Ron的电阻571。开关558的接通电阻Ron取决于制造开关558的设备的大小，以及施加到其栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Ron的值。

在第二等效电路580中，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关558不导通(关断)时，开关558表现为具有值Coff的电容581。开关558的关断电容Coff取决于制造开关558的设备的大小，以及施加到其栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Coff的值。

在此示例性实施例中，在第一模式中，当开关558关断，并且双模陷波滤波器550处于LO陷波模式时，电容581(Coff)和电容556和557(Co)以及电容554和555(Cn)连同电感553的电感Ln一起确定双模陷波滤波器550的响应。

在此示例性实施例中，在第二模式中，当开关558接通，并且双模陷波滤波器550关断时，电容556和557(Co)以及电容554和555(Cn)连同电感553的电感Ln一起确定双模陷波滤波器550的响应。

当开关558接通时：

Z_in在在ω～ω_o处为开路/高

当开关558关断时：

ω_off＞ω_o>ω_o，Zin在ω_LO处短路，Zin在ω～ω_off处为开路/高

在示例性实施例中，双模陷波滤波器550可以在宽频带mmW发射器中实现，该发射器以范围从ω_o到ω_off变化的信号频率操作。在示例性实施例中，频率ω_LO是LO频率，例如34GHz，频率ω_o是37GHz，并且频率ω_off是48.2GHz。

图6是示出图5的双模陷波滤波器550的示例性状态相关响应的曲线图。曲线图600包括水平轴线602，示出了以GHz为单位的向右增加的频率；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线604。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。如上面的图3所示，双模陷波滤波器的示例性实施例可以在沿着发射链300的一个或多个位置中实现。本文所描述的所有示例性S参数曲线都是双模陷波滤波器连同若干放大器级和若干变压器的示例性实施例的S21(增益)，例如如图3中示出的。放大器级和变压器在本文的附图中示出的不同迹线中是一致的。

示例性的信号频带宽度608被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度608可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带610，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带620。

迹线612示出了示例性S21响应，其中没有实现双模陷波滤波器。迹线614示出了示例性S21响应，其中图5的双模陷波滤波器550处于关断模式。迹线615示出了示例性S21响应，其中图5的双模陷波滤波器550处于LO陷波模式。

如34GHz处所示，当没有实现双模陷波滤波器时(迹线612)，S21响应约为1.56dB；当双模陷波滤波器550被实现但处于关闭模式(迹线614)时，S21响应约为-770MDB；并且当双模陷波滤波器550被实现并且处于LO陷波模式(迹线615)时，S21响应大约为-14.1dB。

如由迹线612和614示出的，当双模陷波滤波器550关断时(开关558接通，滤波器关断，迹线614)，对37GHz至48.2GHz的信号的影响可以忽略不计，例如，在37GHz下，迹线612和迹线614之间的S21差约为1.37dB，在48GHz下，迹线612和迹线614之间的差约为1dB。因此，可忽略的影响可能包括若干dB或更少的减少。这允许宽频带宽度(>1.0GHz)通信信号在信号频带宽度608中通过。

如迹线614和615所示，当双模陷波滤波器550处于LO陷波模式时(开关558关断，滤波器处于LO陷波模式，迹线615)，在迹线614(-770bdB)和迹线615(-14.1dB)之间对34GHz的寄生信号抑制有显著的有益效果，在该示例中导致大约13.33dB的LO抑制改善。此外，在48GHz附近对信号的影响可以忽略不计。

电容556和557(Co)(图5)以及与电感553(图5)并联的电容581(Coff)(图5)一起在信号频率ω_LO处是电感性的，并且在信号频率处是开路的(高输入阻抗(Z))，因此在此示例中，34GHz处的LO陷波不会使第二通信频带620中的感兴趣频率的信号劣化。

如通过在34GHz处比较迹线614和615所示，当双模陷波滤波器550在LO陷波模式下被使能时，在34GHz的LO频率处的LO抑制有约13.33dB的改善。

在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关558接通(双模陷波滤波器550处于关断模式)时，电容556和电容557(Co，图5)在信号频率(～37GHz)处与电感553谐振并且在37GHz至48.2GHz频带中的信号频率处呈现高阻抗(高Z)；因此，处于关断模式的双模陷波滤波器(迹线614)不会降低信号频带宽度608中的信号。当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关558关断(双模陷波滤波器550处于LO陷波模式)时，电容556和557(Co)、电容581(Coff)和电感553的等效电感在LO频率(34GHz)处是电感性的并且在LO频率(34GHz)处与电容554和555(Cn)谐振，因此，在此示例中创建34GHz处的LO陷波。与电容581(Coff)串联的电容556和557(Co)在信号频率(～48GHz)处与电感553谐振并且在48GHz频带(第二通信频带620)中的信号频率处呈现高阻抗(高Z)；因此，LO陷波响应不会降低期望48GHz信号频率处的信号质量。

以此方式，当双模陷波滤波器550处于LO陷波模式时，34GHz的LO信号将被显著抑制，而不影响第二通信频带620中的通信信号。此外，双模陷波滤波器550可以处于关断模式，而不影响包括通信频带610和通信频带620的信号频带宽度608中的通信信号。

图7是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图700。在示例性实施例中，双模陷波滤波器750可以在差分通信系统中实现并且可以包括耦合到正输入端子(IN+)751的电容754和耦合到负输入端子(IN-)752的电容755。电容754和755可以被称为Cn。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Cn的值。

在示例性实施例中，开关758可以被耦合在电容754和电感753之间。在示例性实施例中，开关758可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关758可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关758。

在示例性实施例中，开关759可以耦合在电容755和电感753之间。在示例性实施例中，开关759可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关759可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关759。

电感753耦合在开关758和开关759之间。电感753的示例性值可以是2Ln，其中可以基于操作频率、期望的滤波器响应和多个其他参数来选择Ln的值。在示例性实施例中，电感753的中心抽头可以耦合到系统地，并且电感753可以被称为中心抽头电感。

在示例性实施例中，开关758和开关759可以被配置为在它们相应的栅极处接收控制信号d_mode_ctrl。可以由图2的数据处理器210或另一控制元件提供控制信号d_mode_ctrl。取决于控制信号d_mode_ctrl的状态，开关758和开关759将导通(接通)或不导通(关断)。

在图7中示出的示例性实施例中，开关758的漏极通过电容754耦合到正输入端子(IN+)751并且开关758的源极耦合到电感753。在图7中示出的示例性实施例中，开关759的漏极耦合到电感753并且开关759的源极通过电容755耦合到负输入端子(IN-)752。

图7中还示出了对应于开关758的状态和开关759的状态的等效电路。第一等效电路770示出了当开关758和开关759导通(接通)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关758和开关759导通(接通)时，双模陷波滤波器750的电布置；并且第二等效电路780示出了当开关758和开关759不导通(关断)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关758和开关759不导通(关断)时，双模陷波滤波器750的电布置。

在示例性实施例中，当开关758和开关759导通(接通)时，双模陷波滤波器750接通；并且当开关758和开关759不导通(关断)时，双模陷波滤波器750关断。

在图7的示例性实施例中，在第一模式中，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关758和开关759接通时，双模陷波滤波器750可以被配置为在34GHz的示例性LO频率处创建陷波响应。

在图7的示例性实施例中，在第二模式中，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关758和开关759关断时，双模陷波滤波器750可以被配置为在52GHz的示例性2LO频率处创建陷波响应。

在第一等效电路770中，当开关758和开关759接通时，开关758和开关759表现为具有值Ron的电阻771。开关758和开关759的接通电阻Ron取决于制造开关758和开关759的设备的大小，以及施加到它们相应的栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Ron的值。

在第二等效电路780中，当开关758和开关759关断时，开关758和开关759表现为具有值Coff的电容781。开关758和开关759的关断电容Coff取决于制造开关758和开关759的设备的大小，以及施加到它们相应的栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Coff的值。在此示例性实施例中，当开关758和开关759关断并且双模陷波滤波器750处于2LO陷波模式时，电容Coff和电容Cn连同电感753的电感Ln一起确定双模陷波滤波器750的陷波响应。

当开关758和开关759接通时：

当开关758和开关759关断时：

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在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl接通时，电感753Ln在34GHz的LO频率处与电容754和755Cn谐振，从而改善了48GHz频带中的信号在34GHz的LO抑制。

在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl为关断时，电容754和755，Cn与开关758和开关759的关断电容Coff串联。选择开关758和开关759的大小，以使电感753Ln在2LO(52GHz)处与CnCoff/(Cn+Coff)谐振，从而提高37GHz至43.5GHz频带中信号在52GHz下的2LO抑制。

在示例性实施例中，双模陷波滤波器750是紧凑的，使用单个电感753，Ln，并且还仅依赖于开关758和开关759的关断电容Coff以及电容Cn来抑制LO(34GHz)处的信号或抑制2LO(52GHz)处的信号。

图8是示出图7的双模陷波滤波器750的示例性状态相关响应的曲线图800。曲线图800包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线802；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线804。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度808被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度808可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带810，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带820。

迹线814示出了示例性S21响应，其中图7的双模陷波滤波器750处于关断模式。迹线815示出了示例性S21响应，其中图7的双模陷波滤波器750处于导通模式。

在示例性实施例中，绝对LO抑制是34GHz(LO)增益与48GHz(RF)增益之间的增量(差)。在示例性实施例中，绝对2LO抑制是34GHz(2LO)增益与48GHz(RF)增益之间的增量(差)。比较LO频率和2LO频率处的两条迹线814(图7的双模陷波滤波器750处于关断模式)和815(图7的双模陷波滤波器750处于接通模式)之间的增益差，可以用来说明34GHz处的LO抑制改善和52GHz处的2LO抑制改善。

迹线815示出了当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)时，双模陷波滤波器750(图7)在34GHz的LO频率处创建陷波响应并且LO抑制>10dB，导致在此示例性实施例中两种模式之间约10.46dB的LO抑制改善。迹线815还示出了34GHz处的增益约为-16.66dB，并且48GHz处的增益约为-6dB，导致约10.46dB的绝对LO抑制。

迹线814示出了当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)时，双模陷波滤波器750(图7)在52GHz的2LO频率处创建陷波响应，在此示例性实施例中，在52GHz处的两种模式之间产生约2dB 2LO抑制改善。迹线814还示出了在52GHz的增益约为-14.0dB，并且在37GHz的增益约为-1dB(-957.62mdB)，导致约13dB的绝对2LO抑制。

此外，双模陷波滤波器750的示例性实施例可以用于抑制除LO频率和2LO频率之外的频率处的寄生信号能量。例如，双模陷波滤波器750的示例性实施例可以用于抑制通信信号频带的较低频率侧或较高频率侧(诸如在37GHz或附近以及在43.5GHz或附近)的寄生信号能量；或在47.2GHz和48.2GHz或其附近，仅作为示例。

图9是示出图7的双模陷波滤波器750的示例性开关大小相关响应的曲线图900。曲线图900包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线902；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线904。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度908被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度908可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带910，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带920。

迹线914示出了示例性S21响应，其中图7的双模陷波滤波器750处于关断模式(双模陷波滤波器处于2LO陷波模式)并且开关758的大小和开关759的大小(图7)对应于60μm，其中在该示例中60对应于NMOS晶体管的指的数目。在该示例中，等效开关大小被称为60μm。

迹线915示出了示例性S21响应，其中图7的双模陷波滤波器750处于关断模式(双模陷波滤波器处于2LO陷波模式)，并且开关758的大小和开关759的大小(图7)对应于200m，其中在该示例中200对应于NMOS晶体管的指的数目。在此示例中，等效开关大小被称为200μm。

如通过比较迹线914和迹线915所示，增加开关758和开关759(图7)的大小增加了开关758和759的关断电容，Coff，由此减少了陷波频率，这在52GHz的2LO频率处或附近特别明显。例如，开关大小越大，关断电容Coff就越大。较大的关断电容Coff降低了给定功率下的滤波器响应频率，使得在2LO陷波频率(该示例中为52GHz)处，陷波提供的抑制接近第二通信频带920(即48.2GHz)并且52GHz下的抑制得到改善。如图9中所示，开关大小的选择会影响滤波器性能和操作频率。

图10是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图1000。在示例性实施例中，双模陷波滤波器1050可以在差分通信系统中实现并且可以包括耦合到正输入端子(IN+)1051的电容1054和耦合到负输入端子(IN-)1052的电容1055。电容1054和1055可以被称为Cn。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Cn的值。

在示例性实施例中，开关1058可以耦合在电容1054和电感1053之间。在示例性实施例中，开关1058可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关1058可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关1058。

在示例性实施例中，开关1059可以耦合在电容1055和电感1053之间。在示例性实施例中，开关1059可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关1059可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关1059。

电感1053耦合在开关1058和开关1059之间。电感1053的示例性值可以是2Ln，其中可以基于操作频率、期望的滤波器响应和多个其他参数来选择Ln的值。在示例性实施例中，电感1053的中心抽头可以耦合到系统地，并且电感1053可以被称为中心抽头电感。

在示例性实施例中，电容1056可以跨电感1053并联耦合。电容1056可以称为Co/2。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Co的值。

在示例性实施例中，开关1058和开关1059可以被配置为在它们相应的栅极处接收控制信号d_mode_ctrl。可以由图2的数据处理器210或另一控制元件提供控制信号d_mode_ctrl。取决于控制信号d_mode_ctrl的状态，开关1058和开关1059将导通(接通)或不导通(关断)。

在图10中示出的示例性实施例中，开关1058的漏极通过电容1054耦合到正输入端子(IN+)1051，并且开关1058的源极耦合到电感1053和电容1056。在图10中示出的示例性实施例中，开关1059的漏极耦合到电感1053和电容1056，并且开关1059的源极通过电容1055耦合到负输入端子(IN-)1052。

图10中还示出了与开关1058的状态和开关1059的状态相对应的等效电路。第一等效电路1070示出了当开关1058和开关1059导通(接通)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关1058和开关1059导通(接通)时，双模陷波滤波器1050的电布置；并且第二等效电路1080示出了当开关1058和开关1059不导通(关断)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关1058和开关1059不导通(关断)时，双模陷波滤波器1050的电布置。在示例性实施例中，当开关1058和开关1059导通(接通)时，双模陷波滤波器1050接通；并且当开关1058和开关1059不导通(关断)时，双模陷波滤波器1050关断。

在图10的示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)并且开关1058和开关1059接通时，双模陷波滤波器1050可以被配置为在34GHz的LO频率处创建陷波响应。

在图10的示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)并且开关1058和开关1059关断时，双模陷波滤波器1050可以被配置为对示例性37GHz到48.2GHz通信频带宽度中的信号具有可忽略的影响。

在第一等效电路1070中，当开关1058和开关1059接通时，开关1058和开关1059表现为具有值Ron的电阻1071。开关1058和开关1059的接通电阻Ron取决于制造开关1058和开关1059的设备的大小，以及施加到它们相应的栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Ron的值。

在第二等效电路1080中，当开关1058和开关1059关断时，开关1058和开关1059表现为具有值Coff的电容1081。开关1058和开关1059的关断电容Coff，1081取决于制造开关1058和开关1059的设备的大小，以及施加到它们相应的栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Coff的值。

在此示例性实施例中，当开关1058和开关1059关断，并且双模陷波滤波器1050关断时，电容Coff 1081、电容1054和1055(Cn)以及电容1056(Co)连同电感1053的电感Ln一起确定双模陷波滤波器1050的响应。

在该示例性实施例中，当开关1058和开关1059接通并且双模陷波滤波器1050接通时，电容1056(Co)和电容1054和1055(Cn)连同电感1053的电感Ln一起确定双模陷波滤波器1050的响应。

在双模陷波滤波器1050中，为了方便起见，电容1056被示为Co/2并且电感1053被示为2Ln，使得在等效电路1070和1080中，电容1056可以被示为Co并且电感1053可以被示为Ln。

当开关1058和开关1059接通时：

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当开关1058和开关1059关断时：

在示例性实施例中，双模陷波滤波器750(图7)包括其中Ln和Cn的串联组合(在LO＝34GHz处谐振)基本上等效于约48GHz处的小电感器导致约48GHz处的显著损耗的电路系统。

在图10中示出的示例性实施例中，当双模陷波滤波器1050接通时，即，在LO陷波模式下，增加与电感Ln，1053并联的电容1056(Co)减少了48GHz的信号损耗。在该示例中，Ln和Co的并联组合谐振频率约为48GHz。当控制信号d_mode_ctrl置位(接通)时，Ln//Co(Ln与Co并联)的等效电感在34GHz的LO频率处与Cn谐振，从而改善LO信号泄漏抑制。Ln//Co的值(Ln与Co并联)在48GHz时呈现高阻抗(高Z)，从而将LO陷波响应在48GHz处导致的信号损耗最小化。

当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)时，CnCoff/(Cn+Coff)连同Ln//Co的并联组合一起串联出现并且为37GHz至48.2GHz的信号创建高阻抗(高Z)，因此双模陷波滤波器1050在此实施例中可以被关断，以对37GHz至48.2GHz通信频带中的信号具有可忽略的影响。

在示例性实施例中，双模陷波滤波器1050可以被配置为在接通时在LO(34GHz)处创建陷波响应，同时在48GHz(具有附加Co)处引入最小损耗；并且在仅使用单个电感1053和开关1058和1059时，可以完全关断，以对37GHz至48.2GHz处的信号具有可忽略的影响。

图11是示出图10的双模陷波滤波器1050的示例性状态相关响应的曲线图1100。曲线图1100包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线1102；并且示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线1104。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度1108被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度1108可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带1110，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带1120。

迹线1114示出了示例性S21响应，其中图10的双模陷波滤波器1050处于关断模式。迹线1115示出了示例性S21响应，其中图11的双模陷波滤波器1150处于导通模式。

迹线1115示出当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)时，双模陷波滤波器1050(图10)在34GHz的LO频率处创建陷波响应并且绝对LO抑制约为11dB。即，迹线1115示出了48GHz处的功率约为-2.632dB并且34GHz(LO)处的功率约为-13.52dB，导致约11dB的绝对LO抑制。双模陷波滤波器1050在48GHz导致的额外损耗约为0.6dB(在-2.632dB和-2.004dB之间的差)，如通过比较48GHz下的迹线1114和迹线1115所示。48GHz处的信号的额外损耗约为0.6dB，这是将34GHz的LO抑制提高约7dB的折衷。

迹线1114示出了当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)时，双模陷波滤波器1050(图10)在较高频率(例如>60GHz)处创建陷波响应，而在37GHz到48.2GHz的通信频带宽度中的信号在此模式下不受双模陷波滤波器1050的影响。迹线1114和迹线1115示出了在接通和关断模式之间LO抑制(34GHz)有约7dB的改善。

图12是示出图5的双模陷波滤波器550和图10的双模陷波滤波器1050的示例性状态相关响应的曲线图1200。曲线图1200包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线1202；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线1204。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度1208被示为从约37GHz跨越到约48GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度1208可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带1210，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带1220。

关于图10的双模陷波滤波器1050，当开关1058和1059接通时；则LO陷波响应被使能；并且当开关1058和1059关断时，LO陷波响应被禁能。在此示例中，双模陷波滤波器1050表现出开关1058和开关1059的有损接通电阻Ron以及有限的LO陷波抑制，但也表现出对信号频带宽度1208中的信号的可忽略影响(6dB LO抑制改善)。

关于图5的双模陷波滤波器550，当开关558关断时；则LO陷波响应被使能；并且当开关558接通时，LO陷波响应被禁能。在该示例中，双模陷波滤波器550表现了开关558的有损接通电阻Ron以及通信频带宽度1208中的信号的增益下降，但是也表现了更好的LO陷波响应抑制(13dB LO抑制改善，但是1.4dB额外损耗)。

在图12中，迹线1215示出了没有实现双模陷波滤波器时的信道响应，迹线1214示出了双模陷波滤波器1050(图10)处于关断模式时的信道响应；迹线1217示出了当双模陷波滤波器1050(图10)处于导通模式时的信道响应；迹线1216示出了当双模陷波滤波器550(图5)处于关断模式时的信道响应；迹线1218示出了双模陷波滤波器550(图5)处于导通模式时的信道响应。

图13是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图1300。在示例性实施例中，双模陷波滤波器1350可以是差分实现方式并且可以包括耦合到正输入端子(IN+)1351的电容1354和耦合到负输入端子(IN-)1352的电容1355。电容1354和1355可以被称为Cn。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Cn的值。

电感1353耦合在电容1354和1355之间。电感1353的示例性值可以是2Ln，其中可以基于操作频率、期望的滤波器响应和多个其他参数来选择Ln的值。在示例性实施例中，电感1353的中心抽头可以耦合到系统地，并且电感1353可以被称为中心抽头电感。

在示例性实施例中，开关1358可以耦合在电容1356和1357之间，跨电感1353并联。在示例性实施例中，开关1358可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关1358可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在此示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关1358。

电容1356和1357可以被称为Co。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Co的值。

双模陷波滤波器1350可以类似于图5的双模陷波滤波器550。在示例性实施例中，双模陷波滤波器1350还可以包括Q-升压电路1360。Q-升压电路1360可以被实现为增加双模陷波滤波器1350的品质因数Q。Q-升压电路1360可以包括晶体管1362、晶体管1364和晶体管1366。在示例性实施例中，晶体管1362、晶体管1364和晶体管1366可以以多种方式实现，包括使用金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件。在示例性实施例中，晶体管1362、晶体管1364和晶体管1366可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为PMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现晶体管1362、晶体管1364和晶体管1366。在示例性实施例中，晶体管1362的漏极可以耦合到电容1354和电感1353之间的节点1361，并且晶体管1364的漏极可以耦合到电容1355和电感1353之间的节点1363。晶体管1362的源极和晶体管1364的源极可以耦合到晶体管1366的漏极。晶体管1366的源极可以耦合到系统电压VDD。晶体管1366的栅极可以被配置为从控制器(诸如图2的数据处理器210)或从另一控制元件接收偏置信号Vb。在示例性实施例中，偏置信号Vb的范围可以从零伏到一(1)伏或稍小变化。

在示例性实施例中，晶体管1362的栅极可以耦合到晶体管1364的漏极，并且晶体管1364的栅极可以耦合到晶体管1362的漏极。在示例性实施例中，Q-升压电路1360生成负电阻(负gm)来补偿开关1358的损耗。当开关1358接通时，即，当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)时，可以断言偏置信号Vb。偏置信号Vb的电压电平可以控制由Q-升压电路1360生成的负gm的量。在示例性实施例中，Q-升压电路1360可以包括跨双调谐变压器(诸如图3A的变压器310、312、314和316中的任一者)的电感1353的绕组耦合的晶体管对1362和1364。在示例性实施例中，晶体管对1362和1364的每个晶体管1362和1364的漏极耦合到双调谐变压器(诸如图3A的变压器310、312、314和316中的任一者)的电感1353的绕组的相对侧。

在示例性实施例中，开关1358可以被配置为在其栅极处接收控制信号d_mode_ctrl。可以由图2的数据处理器210或另一控制元件提供控制信号d_mode_ctrl。取决于控制信号d_mode_ctrl的状态，开关1358将导通(接通)或不导通(关断)。

在图13中示出的示例性实施例中，开关1358的漏极耦合到电容1356并且开关1358的源极耦合到电容1357。

图13中还示出了对应于开关1358的状态的等效电路。第一等效电路1370示出了当开关1358导通(接通)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关1358导通(接通)时，双模陷波滤波器1350的电布置；第二等效电路1380示出了当开关1358不导通(关断)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关1358不导通(关断)时，双模陷波滤波器1350的电布置。

在示例性实施例中，当开关1358导通(接通)时，双模陷波滤波器1350关断；并且当开关1358不导通(关断)时，双模陷波滤波器1350接通，也称为处于LO陷波模式。

在第一等效电路1370中，当开关1358接通时，开关1358表现为具有值Ron的电阻1371。开关1358的接通电阻Ron取决于制造开关1358的设备的大小，以及施加到其栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Ron的值。

在第二等效电路1380中，当开关1358关断时，开关1358表现为具有值Coff的电容1381。开关1358的关断电容Coff取决于制造开关1358的设备的大小，以及施加到其栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Coff的值。

在该示例性实施例中，当开关1358关断，并且双模陷波滤波器1350处于LO陷波模式时，电容Coff和电容Co连同电感1353的电感Ln以及电容1354和1355(Cn)一起确定双模陷波滤波器1350的陷波响应。

在该示例性实施例中，当开关1358接通，并且双模陷波滤波器1350关断时，电容Co连同电感1353的电感Ln以及电容1354和1355(Cn)一起确定双模陷波滤波器1350的响应。

当开关1358接通时：

Z_in在ω～ω_o处为开路/高

当开关1358关断时：

ω_off>ω_o，Zin在ω_LO处短路，Zin在ω～ω_off处为开路/高

在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被断言，并且开关1358接通(双模陷波滤波器1350关断)时，Ln和Co的并联组合在约48GHz处谐振，并且双模陷波滤波器1350表现为从37GHz到48.2GHz的高阻抗(高Z)。

在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言，并且开关1358关断(双模陷波滤波器1350接通)时，Ln//C1的并联组合的等效电感L(C1是串联的Co和Coff的等效电容)在34GHz的LO频率处与Cn谐振，并且双模陷波滤波器1350处于LO陷波模式。

图14A和图14B是示出图13的双模陷波滤波器1350的示例性偏置电压相关滤波器响应(Vb)的曲线图。

图14A是示出了当图13的双模陷波滤波器1350处于关断模式时的示例性偏置电压相关滤波器响应的曲线图1400。

图14B是示出了当图13的双模陷波滤波器1350处于导通模式时的示例性偏置电压相关滤波器响应的曲线图1450。

在图14A中，曲线图1400包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线1402；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线1404。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度1408被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度1408可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带1410，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带1420。

迹线1414和1415示出了当双模陷波滤波器1350处于关断模式(开关1358接通)时，图13的双模陷波滤波器1350的示例滤波器响应，并且对应于晶体管1366(图13)的偏置电压Vb的范围，该范围可以从约零(0)伏(在晶体管1366是PMOS器件的示例中为VDD)到几十或几百毫伏(mV)并且一般小于一(1)伏特变化。在其中晶体管1366(图13)被实现为如图13中所示的PMOS晶体管的示例性实施例中，偏置电压Vb的范围可以从VDD伏特跨越到比VDD伏特小数百mV。图14A的迹线示出了图13的双模陷波滤波器1350的开关1358的有损接通电阻和电感1353的损耗(当开关1358接通时)如何被Q-升压电路1360(图13)提供的Vb控制的负电阻(负gm)补偿。对于一定范围的偏置电压，由Q-升压电路1360(图13)提供的负电阻与偏置电流/偏置电压成正比。在示例性实施例中，迹线1414示出了当图13的晶体管1366关断时的通道响应(用VDD伏特偏置)；迹线1415示出了当图13的晶体管1366被偏置(源极-栅极电压)小于VDD伏特数百mV时的沟道响应。晶体管1366(图13)的偏置电压越大，Q-升压电路1360(图13)提供的损耗补偿越多。在示例性的37GHz下，比较迹线1414(晶体管1366关断)和迹线1415，通过使用图13的Q-升压电路1360补偿晶体管1358的损耗(导通电阻)和电感1353的电阻损耗，迹线1415中示出的增益比迹线1414中示出的增益提高了约2dB。

在图14B中，曲线图1450包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线1452；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线1454。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度1458被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。

迹线1464、1465和1466示出了图13的双模陷波滤波器1350在导通状态下的示例滤波器响应，并且对应于晶体管1366(图13)的偏置电压Vb，该偏置电压的范围可以从约零(0)伏(在晶体管1366是PMOS器件的示例中为VDD)到几十或几百毫伏(mV)，并且一般小于一(1)伏变化。在其中晶体管1366(图13)被实现为如图13中所示的PMOS晶体管的示例性实施例中，偏置电压Vb的范围可以从VDD伏特跨越到比VDD伏特小数百mV。图14B的迹线示出了图13的双模陷波滤波器1350的开关1358的损耗可以如何通过由Q-升压电路1360(图13)提供的Vb控制的负电阻(负gm)补偿。

在示例性实施例中，迹线1464示出了当图13的晶体管1366关断(以VDD伏特偏置)时的沟道响应，迹线1465示出了当图13的晶体管1366以小于VDD伏特的几百mV偏置(源极-栅极电压)接通时的沟道响应，并且迹线1466示出了当图13的晶体管1366以小于VDD伏特的几百mV偏置(源极-栅极电压)时的沟道响应。晶体管1366(图13)的偏置电压越大，Q-升压电路1360(图13)提供的损耗补偿越多。在LO陷波模式中，双模陷波滤波器1350在特定频率(在此示例中为34GHz)的抑制取决于双模陷波滤波器1350内的Q和电容布置两者。Q-升压电路1360提高了双模陷波滤波器1350的Q，但是也给双模陷波滤波器1350增加了偏置电压相关的某些寄生电容。在该示例性实施例中，在34GHz处，迹线1466在该特定示例中与迹线1465相比具有较低的增益。在设计示例中，通常用双模陷波滤波器1350来设计PMOS晶体管1362、1364和1366(图13)的大小以及Q-升压电路1360的偏置电流/电压以实现最佳性能。在34GHz下，将迹线1464(晶体管1366关断)与迹线1466(晶体管1366被偏置了比VDD伏特小几百mV的电压)进行比较，通过使用图13的Q-升压电路1360补偿开关1358的损耗(接通电阻)和电感1353的电阻损耗，迹线1466中示出的LO抑制比迹线1464中示出的LO抑制提高了约6.4dB。

图15是示出根据本公开的示例性实施例的双模陷波滤波器的图1500。在示例性实施例中，双模陷波滤波器1550可以在差分通信系统中实现并且可以包括耦合到正输入端子(IN+)1551的电容1554和耦合到负输入端子(IN-)1552的电容1555。电容1554和1555可以被称为Cn。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Cn的值。

在示例性实施例中，开关1558可以耦合在电容1554和电感1553之间。在示例性实施例中，开关1558可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关1558可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在此示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关1558。

在示例性实施例中，开关1559可以耦合在电容1555和电感1553之间。在示例性实施例中，开关1559可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关1559可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关1559。

电感1553耦合在开关1558和开关1559之间。电感1553的示例性值可以是2Ln，其中可以基于操作频率、期望的滤波器响应和多个其他参数来选择Ln的值。

在示例性实施例中，电容1556、开关1561和电容1557可以跨电感1553并联耦合。电容1556和电容1557可以被称为Co。可以基于操作频率、期望的滤波器响应和许多其他参数来选择Co的值。

在示例性实施例中，开关1561可以以多种方式(包括作为金属氧化物半导体(MOS)晶体管器件)实现。在示例性实施例中，开关1561可以被实现为n型MOS(NMOS)晶体管器件或p型MOS(PMOS)晶体管器件，并且在该示例中被示为NMOS晶体管器件。也可以使用其他技术来实现开关1561。

在示例性实施例中，开关1558、开关1559和开关1561可以被配置为在它们相应的栅极处接收控制信号d_mode_ctrl。可以由图2的数据处理器210或另一控制元件来提供控制信号d_mode_ctrl。取决于控制信号d_mode_ctrl的状态，开关1558、开关1561和开关1559将导通(接通)或不导通(关断)。

在图15中示出的示例性实施例中，开关1558的漏极通过电容1554耦合到正输入端子(IN+)1551，并且开关1558的源极耦合到电感1553和电容1556。在图15中示出的示例性实施例中，开关1559的漏极耦合到电感1553和电容1557，并且开关1559的源极通过电容1555耦合到负输入端子(IN-)1552。在图15中示出的示例性实施例中，开关1561的源极耦合到电容1557并且开关1561的漏极耦合到电容1556。

图15中还示出了对应于开关1558的状态、开关1559的状态和开关1561的状态的等效电路。第一等效电路1570示出了当开关1558、开关1559和开关1561导通(接通)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被断言并且开关1558、开关1559和开关1561导通(接通)时，双模陷波滤波器1550的电布置；并且第二等效电路1580示出了当开关1558、开关1559和开关1561不导通(关断)时，即，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言并且开关1558、开关1559和开关1561不导通(关断)时，双模陷波滤波器1550的电布置。在示例性实施例中，当开关1558、开关1559和开关1561导通(接通)时，双模陷波滤波器1550接通并且处于LO陷波模式；当开关1558、开关1559和开关1561不导通(关断)时，双模陷波器1050关断并且处于2LO陷波模式。

在图15的示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)并且开关1558、开关1559和开关1561接通时，双模陷波滤波器1550可以被配置为在34GHz的LO频率处创建陷波响应。

在图15的示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)并且开关1558、开关1559和开关1561关断时，双模陷波滤波器1550可以被配置为在52GHz的2LO频率处创建陷波响应。

在第一等效电路1570中，当开关1558、开关1559和开关1561接通时，开关1558和开关1559表现为具有值Ron的电阻1571。类似地，开关1561将表现为具有值Ron2的电阻1573。开关1558和开关1559的接通电阻Ron以及开关1561的接通电阻Ron2取决于制造开关1558、开关1559和开关1561的设备的大小以及施加到它们相应的栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Ron的值和Ron2的值。

在第二等效电路1580中，当开关1558、开关1559和开关1561关断时，开关1558和开关1559表现为具有值Coff的电容1581。类似地，开关1561将表现为具有值Coff2的电容1583。开关1558和开关1559的关断电容Coff，1581以及开关1561的关断电容Coff2，1583取决于制造开关1558、开关1559和开关1561的设备的大小，以及施加到它们相应的栅极端子、源极端子和漏极端子的电压。可以基于电路设计考虑、操作频率和其他因素来选择Coff的值和Coff2的值。

在该示例性实施例中，当开关1558、开关1559和开关1561关断且双模陷波滤波器1550处于2LO陷波模式时，电容1581(Coff)、电容1554和1555(Cn)、电容1583(Coff2)和电容1556和1557(Co)连同电感1553的电感Ln一起确定双模陷波滤波器1550的响应。

在该示例性实施例中，当开关1558、开关1559和开关1561接通且双模陷波滤波器1550处于LO陷波模式时，电容1557(Co)、电容1554和1555(Cn)连同电感1553的电感Ln一起确定双模陷波滤波器1550的响应。

当开关1558、开关1559和开关1561接通时：

当开关1558、开关1559和开关1561关断时：

在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)时，Ln和Co的串联组合在约48.2GHz处谐振，并联组合Ln//Co在34GHz的LO频率处是电感性的，并且Ln//Co的等效电感(Ln和Co的并联组合)在LO频率(34GHz)处与Cn谐振，并且在34GHz的LO频率处创建陷波响应。在该示例中，Ln//Co并联组合在48.2GHz时呈现高阻抗(高Z)，从而使48GHz时的信号损耗最小化，同时在34GHz的LO时呈现陷波响应。

在示例性实施例中，当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)时，CoCoff2/(Co+Coff2)是比d_mode_ctrl被断言(接通)时小的电容，其在高于2LO(52GHz)频率的频率处与Ln谐振，Ln//(CoCoff2/(Co+Coff2))在2LO(52GHz)是电感性的并且在2LO与CnCoff/(cn+Coff)谐振，在52GHz的2LO频率处创建陷波响应。

以此方式，当在第一模式中创建对于LO频率(34GHz)的陷波响应并且在第二模式中创建2LO频率(52GHz)的陷波响应时，较高频率的损耗被最小化。

图16是示出图15的双模陷波滤波器1550的示例性状态相关响应的曲线图1600。曲线图1600包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线1602；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线1604。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度1608被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度1608可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带1610，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带1620。

迹线1614示出了示例性S21响应，其中图15的双模陷波滤波器1550处于关断模式。

迹线1615示出了示例性S21响应，其中图15的双模陷波滤波器1550处于导通模式。

迹线1615示出了当控制信号d_mode_ctrl被断言(接通)时，双模陷波滤波器1550(图15)在34GHz的LO频率处创建陷波响应并且与双模陷波滤波器1550(图15)关断时(当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)时)相比，LO抑制约为8.3dB并且由双模陷波滤波器1550在48GHz导致的损耗很小。

迹线1614示出了当控制信号d_mode_ctrl被解除断言(关断)时，双模陷波滤波器1550(图15)在约55GHz处创建陷波响应，而37GHz至48.2GHz处的信号不会由双模陷波滤波器1550影响。

图17是示出图15的双模陷波滤波器1550的示例性开关大小相关响应的曲线图1700。曲线图1700包括示出了以GHz为单位的向右增加的频率的水平轴线1702；以及示出散射参数(S参数)响应的竖直轴线1704。示例性的S参数响应是正向电压增益(也称为正向发射系数，或S21响应)。

示例性的信号频带宽度1708被示为从约37GHz跨越到约48.2GHz。在示例性实施例中，信号频带宽度1708可以包括跨越约37GHz至43.5GHz的第一通信频带1710，以及跨越约47.2GHz至48.2GHz的第二通信频带1720。

迹线1716示出了示例性S21响应，其中图15的双模陷波滤波器1550处于关断模式并且开关1561(图15)的大小对应于50μm，其中在此示例中，50对应于用于NMOS晶体管的指的数目。在此示例中，等效开关大小为50μm。

迹线1718示出了示例性S21响应，其中图15的双模陷波滤波器1550处于关断模式并且开关1561(图15)的大小对应于150μm，其中在此示例中，150对应于用于NMOS晶体管的指的数目。在此示例中，等效开关大小被称为150μm。

如通过比较迹线1716和迹线1718所示，增加开关1561(图15)的大小增加了开关1558和开关1559的关断电容Coff，由此在此示例性实施例中将2LO信号抑制(在52GHz)提高了约3.3dB。

图18是描述用于创建陷波滤波器响应的方法的操作示例的流程图1800。方法1800中的框可以按示出的顺序或不按示出的顺序执行，并且在一些实施例中，可以至少部分地并行执行。

在框1802中，双模陷波滤波器可以被配置为第一模式以提供第一滤波器响应。例如，双模陷波滤波器550可以被配置为第一模式，以在第一频率提供陷波响应(LO陷波模式)。

在框1804中，双模陷波滤波器可以被配置为第二模式以提供第二滤波器响应。例如，双模陷波滤波器550可以被配置在第二模式中，以不提供滤波器响应，并且在不同于第一频率(LO)的频率处不提供对信号的影响。备选地，双模陷波滤波器550可以第二模式配置以提供包括第二频率的陷波响应的第二滤波器响应(2LO陷波模式)。

图19是用于双模陷波滤波器的装置1900的功能框图。装置1900包括用于提供第一滤波器响应的部件1902。在某些实施例中，用于提供第一滤波器响应的部件1902可以被配置为执行方法1800(图18)的操作框1802中描述的一个或多个功能。在示例性实施例中，用于提供第一滤波器响应的部件1902可以包括例如被配置为在第一模式下提供第一频率的陷波响应(LO陷波模式)的双模陷波滤波器550。

装置1900还包括用于提供第二滤波器响应的部件1904。在某些实施例中，用于提供第二滤波器响应的部件1904可以被配置为执行方法1800(图18)的操作框1804中描述的一个或多个功能。在示例性实施例中，用于提供第二滤波器响应的器件1904可以包括例如被配置为在第二模式中不提供滤波器响应并且在不同于第一频率(LO)的频率处不对信号提供影响的双模陷波滤波器550。备选地，双模陷波滤波器550可以第二模式配置以提供包括第二频率的陷波响应的第二滤波器响应(2LO陷波模式)。

实现方式示例在以下编号的条款中描述：

1.一种用于多频带毫米波(mmW)发射器的双模陷波滤波器，包括设置在mmW发射信号路径中的两个放大器之间的发射滤波器电路，该发射滤波器电路由至少一个开关、至少一个电容器和双调谐变压器形成，该发射滤波器电路具有被配置为选择性地对至少第一通信频带中的寄生信号进行滤波的至少两种模式。

2.根据条款1所述的双模陷波滤波器，其中该发射滤波器被配置为在该寄生信号的频率处实现陷波响应。

3.根据条款1至2中任一项所述的双模陷波滤波器，其中该至少一个开关被配置为选择性地将该至少一个电容器跨双调谐变压器的绕组耦合。

4.根据条款1至3中任一项所述的双模陷波滤波器，还包括耦合到该至少一个开关的附加电容器，该附加电容器选择性地跨双调谐变压器的绕组耦合，其中该至少一个开关位于该至少一个电容器和该附加电容器之间。

5.根据条款1至4中任一项所述的双模陷波滤波器，还包括具有跨双调谐变压器的绕组耦合的晶体管对的电路，该晶体管对中的每个晶体管具有耦合到该晶体管对中另一晶体管的漏极的栅极和耦合在一起并且耦合到偏置晶体管的源极。

6.根据条款5所述的双模陷波滤波器，其中该晶体管对中的每个晶体管的漏极耦合到双调谐变压器的绕组的相对侧。

7.根据条款5或6所述的双模陷波滤波器，其中该偏置晶体管具有耦合到控制信号的栅极并且具有耦合到系统电压的源极并且该偏置晶体管被配置为用偏置电压来偏置该晶体管对，该偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

8.一种发射滤波器电路，包括：正输入端子；负输入端子；中心抽头电感，包括耦合到正输入端子的第一端子和耦合到负输入端子的第二端子；开关，包括第一端子和第二端子，该第一端子耦合到中心抽头电感的第一端子，该第二端子耦合到中心抽头电感的第二端子；第一电容，耦合在开关的第一端子和中心抽头电感的第一端子之间；以及第二电容，耦合在开关的第二端子和中心抽头电感的第二端子之间。

9.根据条款8所述的发射滤波器电路，还包括：第三电容，耦合在正输入端子和中心抽头电感的第一端子之间；以及第四电容，耦合在负输入端子和中心抽头电感的第二端子之间。

10.根据条款8至9中任一项所述的发射滤波器电路，还包括：第一开关，耦合在正输入端子和中心抽头电感的第一端子之间；以及第二开关，耦合在负输入端子和中心抽头电感的第二端子之间。

11.根据条款8至10中任一项所述的发射滤波器电路，还包括具有跨中心抽头电感耦合的晶体管对的电路，该晶体管对中的每个晶体管具有耦合到该晶体管对中另一晶体管的漏极的栅极和耦合在一起并且耦合到偏置晶体管的源极。

12.根据条款11所述的发射滤波器电路，其中该晶体管对中的每个晶体管的漏极耦合到中心抽头电感的相对侧。

13.根据条款11或12所述的发射滤波器电路，其中该偏置晶体管具有耦合到控制信号的栅极并且具有耦合到系统电压的源极并且该偏置晶体管被配置为用偏置电压来偏置该晶体管对，该偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

14.根据条款8至13中任一项所述的发射滤波器电路，其中该发射滤波器电路耦合到上变频混频器的输出端，并且其中该发射滤波器电路被配置为在第一操作模式中提供第一滤波器响应，该第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响，并且其中该发射滤波器电路被配置为在第二操作模式中提供第二滤波器响应。

15.根据条款8至14中任一项所述的发射滤波器电路，其中该发射滤波器电路被配置为减少该LO信号在LO频率和该LO频率的谐波处的不想要的频谱发射，同时允许宽频带宽度信号通过并且在该LO频率和该LO频率的谐波处创建陷波响应。

16.根据条款8至15中任一项所述的发射滤波器电路，其中该发射滤波器电路位于至少两个RF放大器级之间。

17.根据条款14至16中任一项所述的发射滤波器电路，其中该发射滤波器电路被定位成与包括该上变频混频器的mmW信号路径中的双调谐变压器并联。

18.根究条款14至17中任一项所述的发射滤波器电路，其中：第一操作模式在LO频率创建陷波滤波器响应，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响；并且第二操作模式是被配置为对第一通信频带中的第一通信信号和第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响的关断模式。

19.根据条款14至18中任一项所述的发射滤波器电路，其中：第一操作模式在LO频率处创建陷波滤波器响应；并且第二操作模式在两倍于LO频率(2LO)处创建陷波滤波器响应并且被配置为减少2LO信号的不想要的频谱发射。

20.根据条款18或19所述的发射滤波器电路，还包括被配置为提供负电阻以补偿开关的电阻损耗的电路，其中开关被配置为选择陷波滤波器响应。

21.根据条款20所述的发射滤波器电路，其中被配置为提供负电阻以补偿开关的电阻损耗的电路被配置为用偏置电压来偏置，该偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

22.一种用于滤波通信信号的方法，包括：提供第一滤波器响应；以及提供第二滤波器响应，该第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响。

23.根据条款22所述的方法，还包括减少该LO信号在LO频率和该LO频率的谐波处的不想要的频谱发射，同时允许宽频带宽度信号通过并且在该LO频率和该LO频率的谐波处创建陷波响应。

24.根据条款22至23中任一项所述的方法，还包括：在LO频率创建陷波滤波器响应，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响；以及提供被配置为对第一通信频带中的第一通信信号和第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响的第二滤波器响应。

25.根据条款22至24中任一项所述的方法，还包括：在LO频率创建第一陷波滤波器响应；以及创建在两倍于LO频率(2LO)处的、被配置为减少2LO信号的不想要的频谱发射的第二陷波滤波器响应。

26.根据条款24或25所述的方法，还包括提供负电阻以补偿选择陷波滤波器响应的开关的损耗。

27.根据条款26所述的方法，还包括在利用偏置电压的情况下提供负电阻以补偿选择陷波滤波器响应的开关的损耗，该偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

28.一种设备，包括：用于提供第一滤波器响应的部件；以及用于提供第二滤波器响应的部件，该第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响。

29.根据条款28所述的设备，还包括用于补偿从第一滤波器响应和第二滤波器响应中选择滤波器响应的开关的损耗的部件。

30.根据条款28至29中任一项所述的设备，还包括用于向用于补偿选择陷波滤波器响应的开关的损耗的部件提供偏置电压的部件，该偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

本文的某些描述涉及特定的频率、值、设备特性等。然而，也可以考虑其他频率、值、设备特性。例如，信号频带宽度、本地振荡器(LO)频率、寄生信号频率和其他特性可以不同于所描述的那些，同时仍然是本公开的实施例所考虑的。类似地，用于制造这里描述的开关和元件的设备技术可以不同，同时仍然是本公开的实施例所考虑的。

本文所描述的电路架构可以在一个或多个IC、模拟IC、RFIC、混频信号IC、ASIC、印刷电路板(PCB)、电子设备等上实现。本文所描述的电路架构也可以用各种IC工艺技术制造，诸如互补金属氧化物半导体(CMOS)、N沟道MOS(NMOS)、P沟道MOS(PMOS)、双极结晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)、异质结双极晶体管(HBT)、高电子迁移率晶体管(HEMTs)、绝缘体上硅(SOI)等。

实现本文所描述的电路的装置可以是独立的设备或可以是更大设备的一部分。设备可以是(i)独立的IC，(ii)一组一个或多个IC，其可以包括用于存储数据和/或指令的存储器IC，(iii)诸如RF接收器(RFR)或RF发射器/接收器(RTR)的RFIC，(iv)可以嵌入在其他设备中的模块，(vi)接收器、蜂窝电话、无线设备、手持机或移动单元，(vii)等等。

尽管已经详细说明和描述了所选择的方面，但是应理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种替换和变更。

Claims (30)

1.一种用于多频带毫米波(mmW)发射器的双模陷波滤波器，包括：

发射滤波器电路，设置在mmW发射信号路径中的两个放大器之间，所述发射滤波器电路由至少一个开关、至少一个电容器和双调谐变压器形成，所述发射滤波器电路具有被配置为选择性地对至少第一通信频带中的寄生信号进行滤波的至少两种模式。

2.根据权利要求1所述的双模陷波滤波器，其中所述发射滤波器被配置为在所述寄生信号的频率处实现陷波响应。

3.根据权利要求1所述的双模陷波滤波器，其中所述至少一个开关被配置为选择性地将所述至少一个电容器跨所述双调谐变压器的绕组耦合。

4.根据权利要求3所述的双模陷波滤波器，还包括耦合到所述至少一个开关的附加电容器，所述附加电容器选择性地跨所述双调谐变压器的所述绕组耦合，其中所述至少一个开关位于所述至少一个电容器和所述附加电容器之间。

5.根据权利要求3所述的双模陷波滤波器，还包括具有跨所述双调谐变压器的所述绕组耦合的晶体管对的电路，所述晶体管对中的每个晶体管具有耦合到所述晶体管对中另一晶体管的漏极的栅极和耦合在一起并且耦合到偏置晶体管的源极。

6.根据权利要求5所述的双模陷波滤波器，其中所述晶体管对的每个晶体管的所述漏极耦合到所述双调谐变压器的所述绕组的相对侧。

7.根据权利要求5所述的双模陷波滤波器，其中所述偏置晶体管具有耦合到控制信号的栅极并且具有耦合到系统电压的源极，并且所述偏置晶体管被配置为用偏置电压来偏置所述晶体管对，所述偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

8.一种发射滤波器电路，包括：

正输入端子；

负输入端子；

中心抽头电感，包括耦合到所述正输入端子的第一端子和耦合到所述负输入端子的第二端子；

开关，包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦合到所述中心抽头电感的所述第一端子，所述第二端子耦合到所述中心抽头电感的所述第二端子；

第一电容，耦合在所述开关的所述第一端子和所述中心抽头电感的所述第一端子之间；以及

第二电容，耦合在所述开关的所述第二端子和所述中心抽头电感的所述第二端子之间。

9.根据权利要求8所述的发射滤波器电路，还包括：

第三电容，耦合在所述正输入端子和所述中心抽头电感的所述第一端子之间；以及

第四电容，耦合在所述负输入端子和所述中心抽头电感的所述第二端子之间。

10.根据权利要求8所述的发射滤波器电路，还包括：

第一开关，耦合在所述正输入端子和所述中心抽头电感的所述第一端子之间；以及

第二开关，耦合在所述负输入端子和所述中心抽头电感的所述第二端子之间。

11.根据权利要求8所述的发射滤波器电路，还包括具有跨所述中心抽头电感耦合的晶体管对的电路，所述晶体管对中的每个晶体管具有耦合到所述晶体管对中另一晶体管的漏极的栅极和耦合在一起并且耦合到偏置晶体管的源极。

12.根据权利要求11所述的发射滤波器电路，其中所述晶体管对中的每个晶体管的所述漏极耦合到所述中心抽头电感的相对侧。

13.根据权利要求12所述的发射滤波器电路，其中所述偏置晶体管具有耦合到控制信号的栅极并且具有耦合到系统电压的源极，并且所述偏置晶体管被配置为用偏置电压来偏置所述晶体管对，所述偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

14.根据权利要求8所述的发射滤波器电路，其中所述发射滤波器电路耦合到上变频混频器的输出端，并且

其中所述发射滤波器电路被配置为在第一操作模式中提供第一滤波器响应，所述第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响，并且其中所述发射滤波器电路被配置为在第二操作模式中提供第二滤波器响应。

15.根据权利要求14所述的发射滤波器电路，其中所述发射滤波器电路被配置为减少所述LO信号在LO频率和所述LO频率的谐波处的不想要的频谱发射，同时允许宽频带宽度信号通过并且在所述LO频率和所述LO频率的谐波处创建陷波响应。

16.根据权利要求14所述的发射滤波器电路，其中所述发射滤波器电路位于至少两个RF放大器级之间。

17.根据权利要求14所述的发射滤波器电路，其中所述发射滤波器电路被定位成与包括所述上变频混频器的mmW信号路径中的双调谐变压器并联。

18.根据权利要求14所述的发射滤波器电路，其中：

所述第一操作模式在所述LO信号的LO频率处创建陷波滤波器响应，同时对所述第二通信频带中的所述第二通信信号具有可忽略的影响；以及

所述第二操作模式是被配置为对所述第一通信频带中的所述第一通信信号和所述第二通信频带中的所述第二通信信号具有可忽略的影响的关断模式。

19.根据权利要求18所述的发射滤波器电路，还包括被配置为提供负电阻以补偿所述开关的电阻损耗的电路，其中所述开关被配置为选择所述陷波滤波器响应。

20.根据权利要求19所述的发射滤波器电路，其中被配置为提供负电阻以补偿所述开关的电阻损耗的所述电路被配置为用偏置电压来偏置，所述偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

21.根据权利要求14所述的发射滤波器电路，其中：

所述第一操作模式在所述LO信号的LO频率处创建陷波滤波器响应；以及

所述第二操作模式在两倍所述LO频率(2LO)处创建陷波滤波器响应并且被配置为减少2LO信号的不想要的频谱发射。

22.一种用于滤波通信信号的方法，包括：

提供第一滤波器响应；以及

提供第二滤波器响应，所述第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响。

23.根据权利要求22所述的方法，还包括减少所述LO信号在LO频率和所述LO频率的谐波处的不想要的频谱发射，同时允许宽频带宽度信号通过并且在所述LO频率和所述LO频率的谐波处创建陷波响应。

24.根据权利要求22所述的方法，还包括：

在LO频率处创建陷波滤波器响应，同时对所述第二通信频带中的所述第二通信信号具有可忽略的影响；以及

提供所述第二滤波器响应，所述第二滤波器响应被配置为对所述第一通信频带中的所述第一通信信号和所述第二通信频带中的所述第二通信信号具有可忽略的影响。

25.根据权利要求24所述的方法，还包括提供负电阻以补偿选择所述陷波滤波器响应的开关的损耗。

26.根据权利要求25所述的方法，还包括在利用偏置电压的情况下提供所述负电阻以补偿选择所述陷波滤波器响应的开关的损耗，所述偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。

27.根据权利要求22所述的方法，还包括：

在LO频率处创建第一陷波滤波器响应；以及

创建在两倍所述LO频率(2LO)处的、被配置为减少2LO信号的不想要的频谱发射的第二陷波滤波器响应。

28.一种设备，包括：

用于提供第一滤波器响应的部件；以及

用于提供第二滤波器响应的部件，所述第一滤波器响应被配置为减少本地振荡器(LO)信号对第一通信频带中的第一通信信号的不想要的频谱发射，同时对第二通信频带中的第二通信信号具有可忽略的影响。

29.根据权利要求28所述的设备，还包括用于补偿从所述第一滤波器响应和所述第二滤波器响应中选择滤波器响应的开关的损耗的部件。

30.根据权利要求29所述的设备，还包括用于向用于补偿选择所述滤波器响应的开关的损耗的所述部件提供偏置电压的部件，所述偏置电压的范围从零伏到小于一(1)伏变化。