CN117937946A - 一种极性转换的宽范围调压交错调制lcc电路结构 - Google Patents

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CN117937946A CN202410135063.1A CN202410135063A CN117937946A CN 117937946 A CN117937946 A CN 117937946A CN 202410135063 A CN202410135063 A CN 202410135063A CN 117937946 A CN117937946 A CN 117937946A
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赵振兴
桂海容
龚志鹏
宋晨忆
贺郁婕
郝文凯
石云云
刘珊
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Abstract

本发明提供了一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，包括：依次连接的输入电压、半桥LCC谐振变换模块、变压器模块、倍压整流电路、极性转换开关和输出电压；所述半桥LCC谐振变换模块用于对输入电压进行调节，得到调节电压，所述变压器模块用于对所述调节电压进行宽范围调节，得到宽范围电压，所述倍压整流电路对所述宽范围电压进行倍压整流得到整流电压，所述极性转换开关用于用于对所述整流电压进行极性转换，得到输出电压。本发明解决了现有技术中系统控制复杂、效率降低、纹波大、成本增加、功能受限的问题。

Description

一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构
技术领域
本发明涉及LCC电路机构技术领域，特别是涉及一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构。
背景技术
在实现高电压供电时，LCC谐振变换器能够实现零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)是最常见的拓扑结构之一。然而，由于LCC谐振变换器谐振腔元件的严格要求和对控制策略的复杂性，要实现输出电压范围的可调仍存在一些挑战。现有技术主要有LCC谐振电路调频调压(PFM)、BUCK+LCC全桥逆变方式和移相交错调制的拓扑结构等。
为了实现LCC谐振变换器的宽范围输出电压调节，通过调频调压，可以实时调节输出电压，满足不同应用需求，并且具有较高的调整精度和响应速度。但是该方法存在以下问题：(1)当输出功率比较大时，LCC串并联谐振电路的谐振电流峰值较高，开关器件流过的额定电流较大，电路损耗增加、元件选型困难，同时可能引起电磁干扰和效率下降等若干问题；(2)在调频调压的过程中，系统工作频率需做出相应的大范围变化，为了避免变压器磁饱和，变压器设计裕量需考虑很大，磁芯利用率将大幅下降，工程实用价值降低。
基于LCC谐振电路调频调压(PFM)具有以上问题，有人提出了采用BUCK+LCC全桥逆变方式来进行宽范围输出电压调节。在保留LCC串并联谐振变换器的基础上，通过改变母线电压使逆变器工作在固定工作频率来实现输出宽范围电压调节，并且可以降低电路的设计复杂性。但该方法也存在以下不足：(1)BUCK电路和LCC谐振电路之间存在耦合和交互作用，它们相互传递能量，参数和工作条件的变化会相互影响，进而影响输出电压纹波。同时，LCC逆变电路工作在谐振频率点，在谐振频率附近，谐振电路的Q值发生变化，也会导致输出电压纹波的幅值变化。(2)采用BUCK+LCC谐振电路，由于是两级控制，若某个环节的传递函数具有较高的阻尼或较低的增益，那么整个2级电路的动态响应可能会受到限制，反应速度将会较慢，并且传输效率也会降低。(3)采用BUCK+LCC谐振电路，由于BUCK电路中的开关管会产生高频噪音和快速变化的电流和电压，LCC电路中的电感和电容在谐振过程中也会产生高频振荡，其次，滤波电路中的电感元件也可能成为电磁辐射和互感耦合的源头，从而导致抗电磁干扰能力弱等问题。
移相调制交错LLC谐振变换器可以实现超宽的输出电压范围调节。该拓扑结构由两个平行连接的半桥LLC谐振腔组成，两个变压器的二次侧端子采用反向串联连接，输出整流桥由两个谐振单元共享。电路总是工作在谐振频率点，通过两个半桥之间的移相可以实现输出电压宽范围调节。但该方法也存在以下不足：(1)该电路采用LLC谐振拓扑，对于需要输出高压时，变压器高压侧的寄生电容不能忽略，寄生电容会对电路谐振腔产生影响，导致输出电压不稳定或谐振频率偏移，从而影响电路的性能和稳定性。(2)该电路采用了两个变压器，其中变压器二次侧采用反向串联连接，并通过整流桥进行输出，在需要双极性输出的场合，该电路无法满足其要求。
综上所述，现有的技术虽然能有效实现输出电压的宽范围调节。但是存在系统控制复杂、效率降低、纹波大、成本增加、功能受限以及EMI等问题，限制了这些技术方案推广应用。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明的目的是提供一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，本发明解决了现有技术中系统控制复杂、效率降低、纹波大、成本增加、功能受限的问题。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，包括：
依次连接的输入电压、半桥LCC谐振变换模块、变压器模块、倍压整流电路、极性转换开关和输出电压；
所述半桥LCC谐振变换模块用于对输入电压进行调节，得到调节电压，所述变压器模块用于对所述调节电压进行宽范围调节，得到宽范围电压，所述倍压整流电路对所述宽范围电压进行倍压整流得到整流电压，所述极性转换开关用于用于对所述整流电压进行极性转换，得到输出电压。
优选地，所述半桥LCC谐振变换模块，包括：
均与所述变压器模块连接的第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器，所述第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器并联；
所述第一半桥LCC谐振变换器包括：
第一半导体器件、第二半导体器件、第一串联谐振电感、第一串联谐振电容和第一并联谐振电容；
所述第一半导体器件和所述第二半导体器件串联，所述第一半导体器件的漏极与所述输入电压的正极连接，所述第二半导体器件的源极与所述输入电压的负极连接，所述第一串联谐振电感的一端与所述第一半导体器件的源极和所述第二半导体器件的漏极连接，所述第一串联谐振电容的一端与所述第二半导体器件的源极连接，所述第一并联谐振电容的一端与所述第一串联谐振电感的另一端连接，所述第一并联谐振电容的另一端和第一串联谐振电容的另一端连接；
所述第二半桥LCC谐振变换器包括：
第三半导体器件、第四半导体器件、第二串联谐振电感、第二串联谐振电容和第二并联谐振电容；
所述第三半导体器件和所述第四半导体器件串联，所述第三半导体器件的漏极与所述输入电压的正极连接，所述第四半导体器件的源极与所述输入电压的负极连接，所述第二串联谐振电感的一端与所述第三半导体器件的源极和所述第四半导体器件的漏极连接，所述第二串联谐振电容的一端与所述第四半导体器件的源极连接，所述第二并联谐振电容的一端与所述第二串联谐振电感的另一端连接，所述第二并联谐振电容的另一端和第二串联谐振电容的另一端连接。
优选地，所述变压器模块为双变压器结构或四变压器结构；
所述双变压器结构包括：
第一变压器和第二变压器；
所述第一变压器和所述第二变压器均包括：1个初级绕组和2个次级绕组；
所述第一变压器的初级绕组与所述第一并联谐振电容并联，所述第二变压器的初级绕组与所述第二并联谐振电容并联，所述第一变压器的第一个次级绕组与所述第二变压器的第一个次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接，所述第一变压器的第二个次级绕组与所述第二变压器的第二个次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接；
所述四变压器结构包括：
第三变压器、第四变压器、第五变压器和第六变压器；
所述第三变压器、第四变压器、第五变压器和第六变压器均包括：1个初级绕组和1个次级绕组；
所述所述第三变压器的初级绕组和所述第五变压器的初级绕组与所述第一并联谐振电容并联，所述所述第四变压器的初级绕组和所述第六变压器的初级绕组与所述第二并联谐振电容并联，所述第三变压器的次级绕组与所述第四变压器的次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接，所述第五变压器的次级绕组与所述第六变压器的次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接。
优选地，所述倍压整流电路，包括：
第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路；
所述第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路串联连接；
所述第一倍压整流子电路，包括：
串联连接的第一倍压电容、第二倍压电容和并联第一二极管和第二二极管；
串联后的第一倍压电容、第二倍压电容与并联后的第一二极管和第二二极管并联连接；
所述所述第二倍压整流子电路，包括：
串联连接的第三倍压电容、第四压电容和并联第三二极管和第四二极管；
串联后的第三倍压电容、第四倍压电容与并联后的第三二极管和第四二极管并联连接。
优选地，所述极性转换开关，包括：
第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器；
所述第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器构成全桥结构，所述输出电压的一端连接在第一干簧继电器和三干簧继电器的中点位置，所述输出电压的另一端连接在所述第二干簧继电器和四干簧继电器的中点位置。
优选地，若所述变压器模块为双变压器结构，则第一变压器的第一个次级绕组的一端与第一二极管和第二二极管串联后的中点连接，第一变压器的第一个次级绕组的另一端与所述第二变压器的第一个次级绕组的一端连接，所述第二变压器的第一个次级绕组的另一端与所述第一倍压电容和所述第二倍压电容串联后的中点连接，所述第一变压器的第二个次级绕组的一端与第三二极管和第四二极管串联后的中点连接，第一变压器的第二个次级绕组的另一端与所述第二变压器的第二个次级绕组的一端连接，所述第二变压器的第二个次级绕组的另一端与所述第三倍压电容和所述第四倍压电容串联后的中点连接。
优选地，若所述变压器模块为四变压器结构，则所述第三变压器的次级绕组的一端与第一二极管和第二二极管串联后的中点连接，所述第三变压器的次级绕组的另一端与所述第四变压器的次级绕组的一端连接，所述第四变压器的次级绕组的另一端与所述第一倍压电容和所述第二倍压电容串联后的中点连接，所述第五变压器的次级绕组的一端与第三二极管和第四二极管串联后的中点连接，所述第五变压器的次级绕组的另一端与所述第六变压器的次级绕组的一端连接，所述第六变压器的次级绕组的另一端与所述第三倍压电容和所述第四倍压电容串联后的中点连接。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明提供了一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，包括：
依次连接的输入电压、半桥LCC谐振变换模块、变压器模块、倍压整流电路、极性转换开关和输出电压；
所述半桥LCC谐振变换模块用于对输入电压进行调节，得到调节电压，所述变压器模块用于对所述调节电压进行宽范围调节，得到宽范围电压，所述倍压整流电路对所述宽范围电压进行倍压整流得到整流电压，所述极性转换开关用于用于对所述整流电压进行极性转换，得到输出电压。本发明由两个平行连接的半桥LCC谐振腔组成，变压器二次侧反向串联连接，输出端由4个继电器控制输出极性的转换。该电路结构不仅可以实现输出电压的宽范围调节，并且可以满足双极性输出的需求，具有简化的磁性部件设计、高电源利用率、高输出电压精度、高功率密度、低纹波、低成本与响应速度快的优势，进一步提高了效率和可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构图；
图2为本发明实施例提供的四变压器结构电路拓扑图；
图3为本发明实施例提供的二变压器结构电路拓扑图；
图4为本发明实施例提供的桥LCC谐振变换模块示意图；
图5为本发明实施例提供的移相过程中第一波形逻辑图；
图6为本发明实施例提供的变压器模块示意图，其中，(a)为四变压器结构示意图，(b)二变压器结构示意图；
图7为本发明实施例提供的移相过程中第二波形逻辑图；
图8为本发明实施例提供的倍压整流电路示意图；
图9为本发明实施例提供的极性转换开关示意图，其中，(a)为正极性示意图，(b)为负极性示意图；
图10为本发明实施例提供的LCC谐振等效电路示意图；
图11为本发明实施例提供的不同Q值对应的增益曲线示意图；
图12为本发明实施例提供的不同K值对应的扑增益曲线示意图。
附图标记说明：
1-半桥LCC谐振变换模块，2-变压器模块，3-倍压整流电路，4-极性转换开关。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，本发明解决了现有技术中系统控制复杂、效率降低、纹波大、成本增加、功能受限的问题。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
如图1所示，本发明提供了一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，包括：
依次连接的输入电压、半桥LCC谐振变换模块1、变压器模块2(图1中为变压器结构)、倍压整流电路3、极性转换开关4和输出电压；
所述半桥LCC谐振变换模块1用于对输入电压进行调节，得到调节电压，所述变压器模块2用于对所述调节电压进行宽范围调节，得到宽范围电压，所述倍压整流电路3对所述宽范围电压进行倍压整流得到整流电压，所述极性转换开关4用于用于对所述整流电压进行极性转换，得到输出电压。
具体的，更进一步的，本发明提出的交错调制的LCC变换器电路拓扑如图2、图3所示，包含四变压器连接形式和双变压器连接形式。其中，倍压整流电路1为第一倍压整流子电路，倍压整流电路2为第二倍压整流子电路在半桥LCC谐振变换模块1中，Q1、Q2、Q3、Q4为主功率半导体器件，分别为第一半导体器件、第二半导体器件、第三半导体器件和第四半导体器件，Lr1、Lr2为串联谐振电感(包括变压器折算到原边的等效漏感以及外接电感)，分别为第一串联电感和第二串联电感，Cr1、Cr2为串联谐振电容，分别为第一串联电容和第二串联电容，Cp1、Cp2为并联谐振电容(包括变压器折算到原边的分布电容以及外接电容)，分别为第一并联电容和第二并联电容，三者与功率开关管分别构成第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器。D1、D2、D3、D4为整流二极管，分别为第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管，C1、C2、C3、C4为倍压电容，分别为第一倍压电容、第二倍压电容、第三倍压电容和第四倍压电容，构成第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路。RLY1、RLY2、RLY3、RLY4为继电器，分别为第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器，用于输出极性转换。Vin为交错调制的LCC变换器的输入电压，HV为交错调制的LCC变换器的输出电压。
具体的，由两个半桥LCC谐振变换器、次级反向串联连接变压器结构、倍压整流电路3、极性转换开关4等部分组成。适用于高变比高压输出场合，用于解决传统高压电源输出电压宽范围调节设计复杂、传输能效低、动态响应速度慢、成本高等问题。
具体的，其中变压器为两个或四个，均匀地与半桥LCC谐振变换模块1相连。若变压器为2个，图2中T1、T2分别代表第一变压器和第二变压器，若变压器为4个，图3中的T1、T2、T3、T4分别代表第一变压器、第二变压器、第三变压器和第四变压器，T1、T2、T3、T4为高频变压器。
进一步的，如图4-5所示，所述半桥LCC谐振变换模块1，包括：
均与所述变压器模块2连接的第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器，所述第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器并联；
具体的，一个半桥LCC包含两个互补导通的半导体开关(MOSFET或者IGBT)，以及LCC串并联谐振电路。半导体开关的PWM驱动信号由数字信号处理器(DSP)或微控制器(MCU)来给出，半导体开关工作在高速开关的频率之下，与谐振腔元件配合，利用电路的共振来实现电能的高效转换。两路半桥LCC串并联谐振电路采用并联连接结构，PWM1和PWM2、PWM3和PWM4是存在死区(Deadtime)的互补导通信号，在DSP或MCU的监控控制下，两路驱动信号进行相位调整形成相位差(Φ)，以便它们在交流周期内的不同时间点开启，以此控制它们传输的能量来实现输出电压的调节。图5给出了其移相过程中的波形逻辑图。
所述第一半桥LCC谐振变换器包括：
第一半导体器件、第二半导体器件、第一串联谐振电感、第一串联谐振电容和第一并联谐振电容；
所述第一半导体器件和所述第二半导体器件串联，所述第一半导体器件的漏极与所述输入电压的正极连接，所述第二半导体器件的源极与所述输入电压的负极连接，所述第一串联谐振电感的一端与所述第一半导体器件的源极和所述第二半导体器件的漏极连接，所述第一串联谐振电容的一端与所述第二半导体器件的源极连接，所述第一并联谐振电容的一端与所述第一串联谐振电感的另一端连接，所述第一并联谐振电容的另一端和第一串联谐振电容的另一端连接；
所述第二半桥LCC谐振变换器包括：
第三半导体器件、第四半导体器件、第二串联谐振电感、第二串联谐振电容和第二并联谐振电容；
所述第三半导体器件和所述第四半导体器件串联，所述第三半导体器件的漏极与所述输入电压的正极连接，所述第四半导体器件的源极与所述输入电压的负极连接，所述第二串联谐振电感的一端与所述第三半导体器件的源极和所述第四半导体器件的漏极连接，所述第二串联谐振电容的一端与所述第四半导体器件的源极连接，所述第二并联谐振电容的一端与所述第二串联谐振电感的另一端连接，所述第二并联谐振电容的另一端和第二串联谐振电容的另一端连接。
具体的，第一半桥LCC谐振变换器的Q1与Q2串联，Q1的漏极连接输入电源Vin的正极，Q2的源极与输入电压Vin的负极相连接，随后接入Lr1、Cr1、Cp1串并联网络构成第一半桥LCC谐振变换器。PWM1与PWM2为Q1和Q2的驱动信号，两个信号是具有死区时间的互补信号，分别控制Q1和Q2的导通和关断。第二半桥LCC谐振变换器的电路连接形式与第一半桥LCC谐振变换器相同，与第一半桥LCC谐振变换器构成并联关系。PWM3与PWM4为Q3和Q4的驱动信号，两个信号是具有死区时间的互补信号，分别控制Q3和Q4的导通和关断。
具体的，本发明提出的交错调制的LCC变换器主要是通过两路半桥LCC谐振变换器移相[0-Π]，结合变压器次级反向串联连接来控制输出电压的调节。
进一步的，所述变压器模块2为双变压器结构或四变压器结构；
具体的，变压器结构2如下图6所示，其中，图6(a)为四变压器结构示意图，图6(b)二变压器结构示意图包含四变压器结构和二变压器结构。两种结构的变压器具有相似的连接关系，初级侧绕组分别并联在两个半桥LCC谐振电路的输出端，次级侧绕组为反向串联连接构成内部的两路输出。
具体的，电路内部两路输出均可进行宽范围调压，且两路输出对称性好，具有自纠偏能力。倍压整流之后，电路输出的总电压为两路输出电压之和。
所述双变压器结构包括：
第一变压器和第二变压器；
所述第一变压器和所述第二变压器均包括：1个初级绕组和2个次级绕组；
所述第一变压器的初级绕组与所述第一并联谐振电容并联，所述第二变压器的初级绕组与所述第二并联谐振电容并联，所述第一变压器的第一个次级绕组与所述第二变压器的第一个次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路3连接，所述第一变压器的第二个次级绕组与所述第二变压器的第二个次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路3连接；
具体的，二变压器结构中变压器初级侧为1个绕组，次级侧为2个绕组。T1初级侧绕组接半桥LCC谐振电路1的输出端(Vcp1)，T2初级侧绕组接半桥LCC谐振电路2的输出端(Vcp2)；T1的第1个次级侧绕组与T2的第1个次级侧绕组反向串联连接，T1的第2个次级侧绕组与T2的第2个次级侧绕组反向串联连接，分别构成两路输出。二变压器结构具有变压器数量少结构简单的优势，应用于对功率密度有考虑的场合，采用这种结构，变压器耦合程度更高，成本得到下降，功率密度得到提升。
所述四变压器结构包括：
第三变压器、第四变压器、第五变压器和第六变压器；
所述第三变压器、第四变压器、第五变压器和第六变压器均包括：1个初级绕组和1个次级绕组；
所述所述第三变压器的初级绕组和所述第五变压器的初级绕组与所述第一并联谐振电容并联，所述所述第四变压器的初级绕组和所述第六变压器的初级绕组与所述第二并联谐振电容并联，所述第三变压器的次级绕组与所述第四变压器的次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路3连接，所述第五变压器的次级绕组与所述第六变压器的次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路3连接。
具体的，四变压器结构中变压器初级侧和次级侧均只有1个绕组。T1和T3初级侧绕组共用半桥LCC谐振电路1的输出端(Vcp1)，T2和T4初级侧绕组共用半桥LCC谐振电路2的输出端(Vcp2)；T1和T2的次级侧绕组反向串联连接，T3和T4的次级侧绕组反向串联连接，分别构成两路输出。四变压器结构优先应用于大功率输出场合，采用这种结构，变压器初级侧的电流可以减少一半，使变压器的设计磁芯可以更小，变压器所承受的应力大大降低，电路稳定性提升。
针对四变压器结构，T1与T3的初级侧与Cp1并联连接，接第一半桥LCC谐振变换器，T2与T4的初级侧与Cp2并联连接，接第二半桥LCC谐振变换器。T1的次级绕组与T2的次级绕组反向串联连接后与第一倍压整流子电路相连，构成内部第一路输出。T3的次级绕组与T4的次级绕组反向串联连接后与第二倍压整流子电路相连，构成内部第二路输出。针对两变压器结构，T1的初级侧与CP并联，接第一半桥LCC谐振变换器，T2的初级侧与Cp2并联连接，接第二半桥LCC谐振变换器。T1与T2分别有两个次级绕组，T1的第一次级绕组与T2的第一次级绕组反向串联连接后与第一倍压整流子电路相连，构成内部第一路输出。T1的第二次级绕组与T2的第二次级绕组反向串联连接后与第二倍压整流子电路相连，构成内部第二路输出。
具体的，两种变压器结构的功能关系一样，均是半桥LCC谐振变换模块11通过两个半桥LCC谐振电路在[0-Π]之间的移相来控制Vcp1和Vcp2的变化，变压器次级反向串联连接从而获得相互抵消或增加的电压状态，实现输出电压的宽范围调节。如图7波形所示。
采用两种结构均具有自纠偏能力，主要体现在当两路半桥LCC谐振电路其中一路因为参数差异导致电流/电压有偏差，或单个变压器耦合程度有差异时，会因为变压器结构为交错连接，使得电路在传输能量时，所存在的差异会自动均匀分到两路输出端，使两路获得自均衡能力，拥有相同的输出状态。电路对称性好。
进一步的，所述倍压整流电路3，包括：
第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路；
所述第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路串联连接；
所述第一倍压整流子电路，包括：
串联连接的第一倍压电容、第二倍压电容和并联第一二极管和第二二极管；
串联后的第一倍压电容、第二倍压电容与并联后的第一二极管和第二二极管并联连接；
所述所述第二倍压整流子电路，包括：
串联连接的第三倍压电容、第四压电容和并联第三二极管和第四二极管；
串联后的第三倍压电容、第四倍压电容与并联后的第三二极管和第四二极管并联连接。
进一步的，若所述变压器模块2为双变压器结构，则第一变压器的第一个次级绕组的一端与第一二极管和第二二极管串联后的中点连接，第一变压器的第一个次级绕组的另一端与所述第二变压器的第一个次级绕组的一端连接，所述第二变压器的第一个次级绕组的另一端与所述第一倍压电容和所述第二倍压电容串联后的中点连接，所述第一变压器的第二个次级绕组的一端与第三二极管和第四二极管串联后的中点连接，第一变压器的第二个次级绕组的另一端与所述第二变压器的第二个次级绕组的一端连接，所述第二变压器的第二个次级绕组的另一端与所述第三倍压电容和所述第四倍压电容串联后的中点连接。
进一步的，若所述变压器模块2为四变压器结构，则所述第三变压器的次级绕组的一端与第一二极管和第二二极管串联后的中点连接，所述第三变压器的次级绕组的另一端与所述第四变压器的次级绕组的一端连接，所述第四变压器的次级绕组的另一端与所述第一倍压电容和所述第二倍压电容串联后的中点连接，所述第五变压器的次级绕组的一端与第三二极管和第四二极管串联后的中点连接，所述第五变压器的次级绕组的另一端与所述第六变压器的次级绕组的一端连接，所述第六变压器的次级绕组的另一端与所述第三倍压电容和所述第四倍压电容串联后的中点连接。
具体的，倍压整流电路3模块分为第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路，二者串联相接将内部第一路输出与第二路输出合并，中间为输出电压的公共地。在本例中，倍压整流电路3采用的是双向二倍压电路，也可使用多倍压或其他倍压电路等，倍压整流模块为本发明应用在高压输出场合的一个特征模块。在第一倍压整流子电路中，D1与D2串联相接，C1与C2串联相接，串联后的D1、D2与串联后的C1、C2并联相接。第一路输出的变压器次级绕组反向串联后，一端接在D1与D2串联的中点处连接D1阳极和D2阴极，另一端接在了C1与C2串联的中点处。该连接方式构成第一路输出的双向二倍压整流电路3。同理，针对第二倍压整流子电路，D3与D4串联相接，C3与C4串联相接，串联后的D3、D4与串联后的C3、C4并联相接。第二路输出的变压器的次级绕组反向串联后，一端接在D3与D4串联的中点处连接D3阳极和D4阴极，另一端接在了C3与C4串联的中点处。该连接方式构成第二路输出的双向二倍压整流电路3。两路电压在经过串联之后，得到了本发明输出的最终电压HV。
具体的，倍压整流电路3如下图8所示，包括第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路。针对第一倍压整流子电路，其具体倍压整流工作原理如下：当Vsec_1为上正下负时，二极管D1导通，C1将进行充电，C1两端电压最终将上升至Vsec_1，极性为上正下负；当Vsec_1为下正上负时，二极管D2导通，C2将进行充电，C2两端电压最终将上升至Vsec_1，极性为上正下负；C1与C2二者串联，因此电路的上输出端，输出电压为2Vsec_1，极性为正(对HGND)。
具体的，针对第二倍压整流子电路，其具体倍压整流工作原理如下：当Vsec_2为上正下负时，二极管D3导通，C3将进行充电，C3两端电压最终将上升至Vsec_2，极性为上正下负；当Vsec_2为下正上负时，二极管D4导通，C4将进行充电，C4两端电压最终将上升至Vsec_2，极性为上正下负；C3与C4二者串联，因此电路的下输出端，输出电压为2Vsec_2，极性为负(对HGND)。
具体的，图8所示的倍压整流电路3采用的是双向二倍压电路，也可使用多倍压或其他倍压电路等。
进一步的，所述极性转换开关4，包括：
第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器；
所述第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器构成全桥结构，所述输出电压的一端连接在第一干簧继电器和三干簧继电器的中点位置，所述输出电压的另一端连接在所述第二干簧继电器和四干簧继电器的中点位置。
具体的，RLY1、RLY2、RLY3、RLY4构成一个全桥结构，输出的一端接在RLY1、RLY3的中点处，另一端接在RLY2、RLY4的中点处，通过同时控制RLY1+RLY4或者RLY2+RLY3的导通，可以使输出得到一个(+/-)HV电压或(-/+)HV电压。通过同时控制对角继电器的导通与关断来切换输出电压的极性方向。
具体的，极性转换开关44采用四个干簧继电器RLY1、RLY2、RLY3、RLY4构成一个全桥结构，通过同时控制RLY1+RLY4的吸合，可以使输出获得一个正极性电压+HV；通过同时控制RLY2+RLY3的吸合，可以使输出获得一个负极性电压-HV。其工作原理如图9所示。其中，图9(a)为正极性示意图，图9(b)为负极性示意图。
具体的，半桥LCC谐振变换器模块始终工作在固定频率f下，两个半桥LCC谐振变换器具有一致的谐振腔参数：Lr1＝Lr2，Cr1＝Cr2，Cp1＝Cp2。关于谐振腔参数的选取，需要综合考虑输出电压增益、工作频率、谐振腔电应力等因素。LCC谐振拓扑等效原理图如图10所示，其基波电压增益如下：
其中R为变压器副边等效电阻R＝π2RL/8n2，n为变压器的变比，K＝Cp/Cr，fs为开关管的开关频率且f＝fs/fr，/>
电路的增益受K值与Q值的影响，不同的K值与Q值对应着不同的电压增益，下图给出了不同Q值(K＝1)下的LCC谐振拓扑基波增益曲线和不同K值(Q＝1)下的LCC谐振拓扑基波增益曲线。图11可以看到，轻载情况下，峰值增益较大。LCC谐振拓扑在轻载下具有很好的调频特性以及增益范围。图12可以看到，K值越大，峰值增益越大，并且峰值增益点对应的开关频率更低。但是K值越大可能会导致谐振环流过大，在实际情况下，需要合理选择K值。
具体的K值和Q值是谐振电路的两个重要参数，用于描述谐振特性和电路性能。K值表示谐振电容Cr和等效电容Cp之间相互作用的程度；Q值是一个无量纲参数，用于描述谐振电路的品质因数。Q值越大，负载越重。在谐振电路中，通过选择合适的K值和Q值，可以实现高效能转换、减小功率损耗以及更稳定的输出特性。
在谐振参数选取设计过程中，首先我们要根据实际电路输出电压来确定目标最大增益点Gmax，再根据增益大小以及负载情况选取合适的K值与Q值；选择最小的开关频率fs，再代入上述基波电压增益公式，计算得到半桥LCC的谐振参数。
在此电路中，输出电压的宽范围调节是通过两个半桥LCC电路的移相来实现的。两个半桥LCC结构之间的移相范围被限制在[0-Π]，当Φ＝Π时，由于变压器次级为反向串联连接，此时变压器次级绕组端输出电压最大；当Φ＝0时，也就是两个半桥LCC谐振电路之间没有相移，变压器次级反向串联连接使得输出电压最小。在移相过程中，输出电压的大小得到相应调节。这种结构允许通过移相来精确控制输出电压，在较大的范围内实现了输出电压的调节。
具体的，工作在固定频率，谐振腔参数一致性好，Lr与Cp可以与变压器集成一体，交错调制的LCC变换器电路设计简单，具有高传输效率和功率密度。
本发明的有益效果如下：
(1)两个半桥LCC谐振电路工作在固定频率点，变压器设计可以简单化。变压器的设计可以不用为了避免变压器磁饱和，变压器设计裕量不用考虑很大，磁芯利用率将大幅提升，工程实用价值增加；同时，LCC半桥谐振腔的Lr、Cp可以集成到变压器中，从而提高了电路的功率密度。
(2)本发明中基于移相调制LCC电路结构的变压器，包括交错连接的四变压器形式和两变压器连接形式。这种交错连接形式具有自纠偏能力，使得对地输出的两路电压具有很好的对称性，且输出的正向电压与负向电压的纹波可以相互进行部分抵消，从而降低输出电压的纹波，提高输出电压的精度。
(3)交错调制的LCC变换器通过半桥LCC谐振变换器之间的移相来实现输出电压的调节，只需要进行一级控制，从而具有更高的效率和更快的动态响应速度。
综上所述，本发明提出的极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构不仅能实现输出电压超宽范围调节以及输出极性的转换，还具有高效率、高精度、高功率密度、低纹波、低成本与响应速度快的优势。此外，本发明还简化了LCC谐振变换器中谐振参数及磁性元件的设计，具有大规模产业化的潜力。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，包括：
依次连接的输入电压、半桥LCC谐振变换模块、变压器模块、倍压整流电路、极性转换开关和输出电压；
所述半桥LCC谐振变换模块用于对输入电压进行调节，得到调节电压，所述变压器模块用于对所述调节电压进行宽范围调节，得到宽范围电压，所述倍压整流电路对所述宽范围电压进行倍压整流得到整流电压，所述极性转换开关用于用于对所述整流电压进行极性转换，得到输出电压。
2.根据权利要求1所述的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，所述半桥LCC谐振变换模块，包括：
均与所述变压器模块连接的第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器，所述第一半桥LCC谐振变换器和第二半桥LCC谐振变换器并联；
所述第一半桥LCC谐振变换器包括：
第一半导体器件、第二半导体器件、第一串联谐振电感、第一串联谐振电容和第一并联谐振电容；
所述第一半导体器件和所述第二半导体器件串联，所述第一半导体器件的漏极与所述输入电压的正极连接，所述第二半导体器件的源极与所述输入电压的负极连接，所述第一串联谐振电感的一端与所述第一半导体器件的源极和所述第二半导体器件的漏极连接，所述第一串联谐振电容的一端与所述第二半导体器件的源极连接，所述第一并联谐振电容的一端与所述第一串联谐振电感的另一端连接，所述第一并联谐振电容的另一端和第一串联谐振电容的另一端连接；
所述第二半桥LCC谐振变换器包括：
第三半导体器件、第四半导体器件、第二串联谐振电感、第二串联谐振电容和第二并联谐振电容；
所述第三半导体器件和所述第四半导体器件串联，所述第三半导体器件的漏极与所述输入电压的正极连接，所述第四半导体器件的源极与所述输入电压的负极连接，所述第二串联谐振电感的一端与所述第三半导体器件的源极和所述第四半导体器件的漏极连接，所述第二串联谐振电容的一端与所述第四半导体器件的源极连接，所述第二并联谐振电容的一端与所述第二串联谐振电感的另一端连接，所述第二并联谐振电容的另一端和第二串联谐振电容的另一端连接。
3.根据权利要求2所述的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，所述变压器模块为双变压器结构或四变压器结构；
所述双变压器结构包括：
第一变压器和第二变压器；
所述第一变压器和所述第二变压器均包括：1个初级绕组和2个次级绕组；
所述第一变压器的初级绕组与所述第一并联谐振电容并联，所述第二变压器的初级绕组与所述第二并联谐振电容并联，所述第一变压器的第一个次级绕组与所述第二变压器的第一个次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接，所述第一变压器的第二个次级绕组与所述第二变压器的第二个次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接；
所述四变压器结构包括：
第三变压器、第四变压器、第五变压器和第六变压器；
所述第三变压器、第四变压器、第五变压器和第六变压器均包括：1个初级绕组和1个次级绕组；
所述所述第三变压器的初级绕组和所述第五变压器的初级绕组与所述第一并联谐振电容并联，所述所述第四变压器的初级绕组和所述第六变压器的初级绕组与所述第二并联谐振电容并联，所述第三变压器的次级绕组与所述第四变压器的次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接，所述第五变压器的次级绕组与所述第六变压器的次级绕组反向串联并与所述倍压整流电路连接。
4.根据权利要求3所述的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，所述倍压整流电路，包括：
第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路；
所述第一倍压整流子电路和第二倍压整流子电路串联连接；
所述第一倍压整流子电路，包括：
串联连接的第一倍压电容、第二倍压电容和并联第一二极管和第二二极管；
串联后的第一倍压电容、第二倍压电容与并联后的第一二极管和第二二极管并联连接；
所述所述第二倍压整流子电路，包括：
串联连接的第三倍压电容、第四压电容和并联第三二极管和第四二极管；
串联后的第三倍压电容、第四倍压电容与并联后的第三二极管和第四二极管并联连接。
5.根据权利要求4所述的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，所述极性转换开关，包括：
第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器；
所述第一干簧继电器、第二干簧继电器、第三干簧继电器和第四干簧继电器构成全桥结构，所述输出电压的一端连接在第一干簧继电器和三干簧继电器的中点位置，所述输出电压的另一端连接在所述第二干簧继电器和四干簧继电器的中点位置。
6.根据权利要求4所述的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，若所述变压器模块为双变压器结构，则第一变压器的第一个次级绕组的一端与第一二极管和第二二极管串联后的中点连接，第一变压器的第一个次级绕组的另一端与所述第二变压器的第一个次级绕组的一端连接，所述第二变压器的第一个次级绕组的另一端与所述第一倍压电容和所述第二倍压电容串联后的中点连接，所述第一变压器的第二个次级绕组的一端与第三二极管和第四二极管串联后的中点连接，第一变压器的第二个次级绕组的另一端与所述第二变压器的第二个次级绕组的一端连接，所述第二变压器的第二个次级绕组的另一端与所述第三倍压电容和所述第四倍压电容串联后的中点连接。
7.根据权利要求4所述的一种极性转换的宽范围调压交错调制LCC电路结构，其特征在于，若所述变压器模块为四变压器结构，则所述第三变压器的次级绕组的一端与第一二极管和第二二极管串联后的中点连接，所述第三变压器的次级绕组的另一端与所述第四变压器的次级绕组的一端连接，所述第四变压器的次级绕组的另一端与所述第一倍压电容和所述第二倍压电容串联后的中点连接，所述第五变压器的次级绕组的一端与第三二极管和第四二极管串联后的中点连接，所述第五变压器的次级绕组的另一端与所述第六变压器的次级绕组的一端连接，所述第六变压器的次级绕组的另一端与所述第三倍压电容和所述第四倍压电容串联后的中点连接。
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