CN214315058U - 一种应用于多端口电能路由器的高频全桥dc/dc控制机构 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，涉及电能路由器技术领域，包括第一全桥电路、第二全桥电路和变压器；第一全桥电路的一端与变压器的高压侧连接；第一全桥电路的另一端连接有电容；第二全桥电路的一端与变压器的低压侧连接；第二全桥电路的另一端连接有电容；第一全桥电路的驱动信号与第二全桥电路的驱动信号通过互锁电路互锁。本实用新型通过对升降压模式下的单独分析，实现了一种双向全桥结构升降压控制机构，可以分别单边控制一侧的MOSFET管，另一侧不给控制信号视为二极管不控整流的控制机构，控制机构简单易施，控制信号、难度大大降低。

Description

一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构

技术领域

本实用新型属于电能路由器技术领域，特别是涉及一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构。

背景技术

目前，多端口电能路由器结构包括交流电网连接AC端口、双向电池储能接口、光伏发电端口、风力发电端口、直流充电桩端口、直流负荷端口等。电网AC端口连接逆变单元，通过控制使母线电压稳定，然后通过高频全桥DC/DC变流器可以提供各个其它端口单元的不同等级的电压并实现能量的双向流动，隔离型变压器的使用有效地提高了电气安全性，相对于工频隔离型变压器拓扑结构。高频隔离型全桥DC/DC可以极大的提高系统功率密度，目前的隔离型全桥DC/DC控制开关管数量多，控制复杂，其应用场景受到一定的限制。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种应用于多端口电能路由器的高频全桥 DC/DC控制机构，通过在第一全桥电路的一端与变压器的高压侧连接；第一全桥电路的另一端连接有电容；第二全桥电路的一端与变压器的低压侧连接；第二全桥电路的另一端连接有电容；实现了一种双向全桥结构升降压控制机构，可以分别单边控制一侧的MOSFET管，另一侧不给控制信号视为二极管不控整流的控制机构，控制机构简单易施，控制信号、难度大大降低。

为解决上述技术问题，本实用新型是通过以下技术方案实现的：

一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，包括第一全桥电路、第二全桥电路和变压器Tr；所述第一全桥电路的一端与变压器 Tr的高压侧连接；所述第一全桥电路的另一端连接有电容C1；所述第二全桥电路的一端与变压器Tr的低压侧连接；所述第二全桥电路的另一端连接有电容C2；所述第一全桥电路与变压器Tr之间串联有一电感L1；所述第二全桥电路与变压器Tr之间串联有一电感L2；所述第二全桥电路与电容 C2之间串联有一电感Lr；所述第一全桥电路的驱动信号与第二全桥电路的驱动信号通过互锁电路互锁。

进一步地，所述第一全桥电路由第一MOSFET管a1、第二MOSFET管a2、第三MOSFET管a3、第四MOSFET管a4组成；所述变压器Tr的高压侧一端接入到第一MOSFET管a1的源极和第二MOSFET管a2的漏极之间；所述变压器Tr的高压侧另一端接入到第三MOSFET管a3的源极和第四MOSFET管 a4的漏极之间。

进一步地，所述第二全桥电路由第五MOSFET管b1、第六MOSFET管b2、第七MOSFET管b3、第八MOSFET管b4组成；所述变压器Tr的低压侧一端接入到第五MOSFET管b1的源极和第六MOSFET管b2的漏极之间；所述变压器Tr的低压侧另一端接入到第七MOSFET管b3的源极和第八MOSFET管 b4的漏极之间。

进一步地，所述第一MOSFET管a1、第二MOSFET管a2、第三MOSFET 管a3、第四MOSFET管a4的驱动信号均为占空比为50％的方波信号。

进一步地，所述第五MOSFET管b1、第六MOSFET管b2、第七MOSFET 管b3、第八MOSFET管b4的驱动信号均为占空比大于50％的方波信号。

本实用新型具有以下有益效果：

本实用新型通过在第一全桥电路的一端与变压器的高压侧连接；第一全桥电路的另一端连接有电容；第二全桥电路的一端与变压器的低压侧连接；第二全桥电路的另一端连接有电容；实现了一种双向全桥结构升降压控制机构，可以分别单边控制一侧的MOSFET管，另一侧不给控制信号视为二极管不控整流的控制机构，控制机构简单易施，控制信号、难度大大降低。

当然，实施本实用新型的任一产品并不一定需要同时达到以上的所有优点。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构的电路原理图；

图2为本实用新型实施例提供的降压模式的控制框图；

图3为本实用新型实施例提供的升压模式的控制框图；

图4为降压模式的驱动信号图；

图5为升压模式的驱动信号和电感电流图；

附图中，各标号所代表的部件列表如下：

a1-a4均为开关管；b1-b4均为开关管；Tr为变压器；C1-C2均为电容； L1-L2均为电感；Lr为电感。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本实用新型保护的范围。

请参阅图1-5所示，一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC 控制机构，包括第一全桥电路、第二全桥电路和变压器Tr，

第一全桥电路的一端与变压器Tr的高压侧连接，第一全桥电路的另一端连接有电容C1，第二全桥电路的一端与变压器Tr的低压侧连接。

第二全桥电路的另一端连接有电容C2，第一全桥电路与变压器Tr之间串联有一电感L1，第二全桥电路与变压器Tr之间串联有一电感L2，第二全桥电路与电容C2之间串联有一电感Lr。第一全桥电路的驱动信号与第二全桥电路的驱动信号通过互锁电路互锁。

第一全桥电路由第一MOSFET管a1、第二MOSFET管a2、第三MOSFET 管a3、第四MOSFET管a4组成，变压器Tr的高压侧一端接入到第一MOSFET 管a1的源极和第二MOSFET管a2的漏极之间，变压器Tr的高压侧另一端接入到第三MOSFET管a3的源极和第四MOSFET管a4的漏极之间。

第二全桥电路由第五MOSFET管b1、第六MOSFET管b2、第七MOSFET 管b3、第八MOSFET管b4组成，变压器Tr的低压侧一端接入到第五MOSFET 管b1的源极和第六MOSFET管b2的漏极之间，变压器Tr的低压侧另一端接入到第七MOSFET管b3的源极和第八MOSFET管b4的漏极之间。

第一MOSFET管a1、第二MOSFET管a2、第三MOSFET管a3、第四MOSFET 管a4的驱动信号均为占空比为50％的方波信号。

第五MOSFET管b1、第六MOSFET管b2、第七MOSFET管b3、第八MOSFET 管b4的驱动信号均为占空比大于50％的方波信号。

如图1所示拓扑结构采用双向全桥结构的高频隔离DC/DC电路就是左右侧都是MOSFET等器件构成的全桥拓扑结构，该结构不仅能够将能量由左侧输送向右侧，而且能够将能量从右侧输送回左边。也没有直流偏磁带来的变压器饱和。

降压模式控制：图1为双向全桥式DC/DC逆变器拓扑变压器变比为1:1 的情况下，降压模式控制模式下，右侧不给驱动信号，看成二极管不控整流的拓扑结构，该结构的功率只能由左侧流向右侧，是单方向流动的,该结构控制相对简单，主要是针对左侧开关管的脉冲控制。第一MOSFET管a1、第二MOSFET管a2、第三MOSFET管a3、第四MOSFET管a4的驱动信号V1、 V2、V3、V4均为占空比为50％的方波信号，V2是在V1基础上延时半个PWM 周期，即第一MOSFET管a1和第二MOSFET管a2开关管轮流导通半个周期， V3、V4是分别在V1、V2基础上延时小于半个PWM周期的时间Tdelay，该时间长度由控制输出得到。这种方式是需要考虑全桥结构双管直通同的风险，也就是需要在开关管的驱动信号V1与V2，V3与V4之间增加一个死区时间Tdb。整个驱动信号如图4所示。

图2使传统双闭环信号控制信号框图，系统中有两个反馈直路，分别是直流输出电压反馈和直流电感输出电流反馈。增加直流电感输出电流反馈支路是可以增强系统的动态调节特性，减少暂态过程的时间，以稳压为控制目标通常都将电流环作为内环。最终得到的输出延时时间是大于0小于半个开关周期的，需要限幅。最终输出的电压计算公式为Uo＝Ui(T*50％ -Tdelay)/T*50％(其中T为PWM开关周期)。

升压模式控制：升压模式下图1能量流通方向相反，即输入输出相反。双向全桥DC/DC变换器在升压工作时，电路结构来说是电流型全桥，其工作特性与Boost电路相似，输入端有电感，依靠输入端的电感储能和释放能量，输出端有大滤波电容。该模式下的驱动信号为V5、V6、V7、V8图1 左边不给驱动信号，看成二极管不控整流的拓扑结构。

升压模式下开关管驱动电压的占空比设定为大于50％，同一个桥臂两开关管相位相差180度,即半个开关周期，我们选择以脉宽调制方式。需要注意的是，左边是能量路由器逆变侧直流的母线电压，该输出电压由逆变器直流母线电压控制，是相对比较稳定的电压，因此不需要考虑初始启动时，输出电压依然很低，此时直流输入电压大于整流桥端输出电压通过折算到原边的电压，此时，电感依然处于充电状态，电感中的能量不断的累积，当经过多个开关周期之后，电感能量趋于饱和的问题。电路主要波形如图5所示。

图3为升压模式下控制框图，能量路由器下，左边的高压侧的直流母线电压由逆变器控制，因此可以省去控制器的电压环，内环控制输出电流稳定即可，电流比较输出为V5、V7和V6、V8开通的Ton，Ton大于半个开关周期小于整个开关周期，需要限幅。最终输出的电压计算公式为Ui＝UoT*50％/(1-Ton)(其中T为PWM开关周期)。

注意，上述仅为本实用新型的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本实用新型不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本实用新型的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本实用新型进行了较为详细的说明，但是本实用新型不仅仅限于以上实施例，在不脱离本实用新型构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本实用新型的范围由所述的权利要求范围决定。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本实用新型的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上公开的本实用新型优选实施例只是用于帮助阐述本实用新型。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该实用新型仅为的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本实用新型。本实用新型仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (5)

1.一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，包括第一全桥电路、第二全桥电路和变压器(Tr)，其特征在于：

所述第一全桥电路的一端与变压器(Tr)的高压侧连接；所述第一全桥电路的另一端连接有电容C1；

所述第二全桥电路的一端与变压器(Tr)的低压侧连接；所述第二全桥电路的另一端连接有电容C2；

所述第一全桥电路与变压器(Tr)之间串联有一电感(L1)；所述第二全桥电路与变压器(Tr)之间串联有一电感(L2)；所述第二全桥电路与电容C2之间串联有一电感(Lr)；

所述第一全桥电路的驱动信号与第二全桥电路的驱动信号通过互锁电路互锁。

2.根据权利要求1所述的一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，其特征在于，所述第一全桥电路由第一MOSFET管(a1)、第二MOSFET管(a2)、第三MOSFET管(a3)、第四MOSFET管(a4)组成；

所述变压器(Tr)的高压侧一端接入到第一MOSFET管(a1)的源极和第二MOSFET管(a2)的漏极之间；所述变压器(Tr)的高压侧另一端接入到第三MOSFET管(a3)的源极和第四MOSFET管(a4)的漏极之间。

3.根据权利要求1所述的一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，其特征在于，所述第二全桥电路由第五MOSFET管(b1)、第六MOSFET管(b2)、第七MOSFET管(b3)、第八MOSFET管(b4)组成；

所述变压器(Tr)的低压侧一端接入到第五MOSFET管(b1)的源极和第六MOSFET管(b2)的漏极之间；所述变压器(Tr)的低压侧另一端接入到第七MOSFET管(b3)的源极和第八MOSFET管(b4)的漏极之间。

4.根据权利要求2所述的一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，其特征在于，所述第一MOSFET管(a1)、第二MOSFET管(a2)、第三MOSFET管(a3)、第四MOSFET管(a4)的驱动信号均为占空比为50％的方波信号。

5.根据权利要求3所述的一种应用于多端口电能路由器的高频全桥DC/DC控制机构，其特征在于，所述第五MOSFET管(b1)、第六MOSFET管(b2)、第七MOSFET管(b3)、第八MOSFET管(b4)的驱动信号均为占空比大于50％的方波信号。

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