CN117914156A - 一种混合型直流变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种混合型直流变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。所述的混合型直流变换器由开关电容变换器、LLC谐振变换器和Buck变换器三种类型的变换器构成，其中开关电容变换器和LLC谐振变换器共用谐振腔和开关桥臂，开关电容变换器的输出分别作为两个Buck变换器的输入，两个Buck变换器的占空比相同，共用一个反馈闭环，电流能够实现自动均衡。两个Buck变换器的输出与LLC谐振变换器的输出并联。所述混合型直流变换器仅通过其中集成的Buck变换器实现输出电压闭环调节。借助混合型直流变换器特殊结构设计和高频隔离变压器，很容易实现高降压比、低压大电流输出，特别适合服务器电源、CPU电源等超低压、大电流输出应用。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源，具体涉及一种混合型直流变换器，属于电力电子领域。
背景技术
2020年中国数据中心的总耗电量超过2000亿千瓦时，占到总用电量的2.7％。随着社会所需的算力越来越大，数据中心的能耗依旧保持着高增长，数据中心作为新型基础设施建设的重要领域之一，其承担的数据流量和计算任务爆发式增长，用能需求日益突出。到2030年，预计数据中心的耗电量将占全球耗电量的14％。数据中心的能耗水平主要由其供电架构决定。在传统的交流母线供电架构中，电网侧电压首先经过不间断电源，通过整流与逆变的两级功率变换后，得到交流母线电压。交流母线通过电源分配单元将能量传递至供电单元，再经过整流及降压的两级变换后，即可得到服务器主板所需的12V直流母线电压。多级的功率变换降低了系统的整体效率及可靠性。过大的电流将在传输母线上产生过多的损耗，显著降低端到端的效率，因此，提出具有更少的功率变换级数、更高效率以及更低成本的48V配电母线结构，同时将原来的交流不间断电源转换成直流不间断电源放置在48V直流母线上，从而直流母线电压提升4倍，从而电流减小到原来的四分之一，传输母线上的损耗大大减小。在绿色、低碳发展的时代背景下，提高数据中心的能源利用效率，对于实现我国的“碳中和”目标具有重要意义。
CPU现在的发展仍然遵循摩尔定律，但是GPU的发展已经超过了摩尔定律的约束，GPU的算力在急速提高的同时对其供电提出新的要求，以某GPU为例，他的核心电压范围为0.6V-1.1V，在额定工况下，核心的额定电压为0.8V，额定电流达到600A。而在GPU加速模式时，GPU所需电流高达1200A与1.1V电压。这对48V直流母线到处理器芯片之间的VRM提出了更高的要求。此外，而且由于微处理器的工作特性，其需要在高功耗与低功耗状态下频繁切换，这就要求了电源具备较高的动态电流响应能力，这些都对供电电源提出了更高的要求。可以看出，在48V配电母线结构中，VRM的变比比12V配电母线结构显著提高，而且所需电流也随着GPU的算力提升而增大。同时也需要在保持高功率密度的同时满足效率要求，使得48V-VRM面临着巨大的挑战。
48V-VRM可以采用单级变换器，也可采用两级变换器。目前，单级实现以上要求仍然困难，通常采用两级式架构，即先用固定变比变换器(DCX)来将电压降低到某一数值，再使用稳压模块(POL)来提供负载所需电压与电流。
针对数据中心48中间母线架构中固定变比变换器(DCX)拓扑通常分为两类：基于变压器型、基于开关电容型。
基于变压器型变换器通常使用的拓扑为LLC谐振电路，该拓扑可以器可以在宽负载范围内实现零电压开关，能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小。但是变换器的体积受变压器的影响较大，对于某些不需要提供隔离条件的低压场合，应用非隔离的LLC谐振电路，该拓扑原边可以减小变压器的匝数，而且部分功率直接传输，能够提升变换器效率。在大电流的场合下十分适合，但是随着变比增大，部分传输的功率占总功率的比例越来越小，使其在高变比的场合下与隔离型LLC半桥变换器的效率趋于相同。
发明内容
发明目的：
本发明的目的在于解决48V直流母线供电下高变比、输出大电流所面临的问题，提供一种混合式直流变换电路。
技术方案：
本文提供一种混合式直流变换电路，用于对输入电压进行电压变换后提供输出电压。所述一种混合型调压变换器由输入直流电源(Vin)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S2)、第六开关管(S6)、第七开关管(S7)第八开关管(S8)、第九开关管(S9)第十开关管(S10)、变压器(T)、第一电感(L1)、第二电感(L2)、第三电感(L3)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)组成；
所述第一开关管(S1)的漏极连接于输入直流电源(Vin)的正端，第一开关管(S1)的源极连接于第二开关管(S2)的漏极和第一电容(C1)的一端，第二开关管(S2)的源极连接于第七开关管(S7)的漏极和第二电容(C2)的一端。第三开关管(S3)的漏极连接于第三电容(C3)的一端和第九开关管(S9)的漏极，第三开关管(S3)的源极连接于变压器绕组一(T1)的同名端和第四开关管(S4)的漏极，第四开关管(S4)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第一电容(C1)的另一端连接于第一电感(L1)的一端，第一电感(L1)的另一端连接于变压器绕组一(T1)的异名端，第二电容(C2)的另一端连接于输入直流电源(Vin)的负端，第七开关管(S7)的源极连接于第八开关管(S8)的漏极和第二电感(L2)的一端，第八开关管(S8)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第二电感(L2)的另一端连接于第四电容(C4)的一端，第三电容(C2)的另一端连接于输入直流电源(Vin)的负端，第九开关管(S9)的源极连接于第十开关管(S10)的漏极和第三电感(L3)的一端，第十开关管(S10)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第三电感(L3)的另一端连接于第四电容(C4)的一端，第五开关管(S5)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第五开关管(S5)的漏极连接于变压器绕组二(T2)的异名端，第六开关管(S6)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第六开关管(S6)的漏极连接于变压器绕组三(T3)的同名端，变压器绕组二(T2)的同名端和绕组3(T3)的异名端连接于第四电容(C4)和负载(Ro)的一端，第四电容(C4)和负载(Ro)的另一端连接于输入直流电源(Vin)的负端；
所述混合型直流变换器的控制方法，其特征在于，第一开关管至第六开关管的工作频率相同，其中第一开关管，第三开关管和第五开关管同时导通，第二开关管，第四开关管和第六开关管同时导通，且第一开关管和第二开关管的驱动互补。第七至第九开关管的工作频率相同，其中第七开关管和第八开关管互补驱动，第九开关管和第十开关管的驱动互补。通过调节第七开关管和第九开关管的占空比，实现输出电压的调节。
附图说明
附图1为本发明混合式直流变换电路的电路拓扑图；
附图2为根据本文实施混合式直流变换电路工作时的主要波形；
附图3为根据本文实施的混合式直流变换电路第一模式的示例图；
附图4为根据本文实施的混合式直流变换电路第二模式的示例图。
具体实施方式
为使本发明的目的，实施方案和优点清晰明了，下面结合附图对本发明进行详细的描述。以下所述仅用于具体说明，并不对本发明的范围限制。
如附图1所示，所述的混合式直流变换器电路拓扑前级为开关电容，开关电容将电压分别分配到LLC电路和Buck变换器的输入端，通过合理分配输入端电压占比，大部分功率通过LLC-DCX模块传输，小部分功率通过开关电容与级联的两个Buck变换器模块传输。由于DCX可以实现较高的效率，则混合式变换器能够实现较高效率。
混合式直流变换器中的开关电容实现固定2∶1降压变比，分别与两个Buck变换器级联，从而降低Buck变换器的输入电压，这有利于Buck变换器开关管工作状态，同时Buck变换器的降压比不至于过小。
所述混合型直流变换器仅通过其中集成的Buck变换器实现输出电压闭环调节，两个Buck变换器占空比相同，共用一个反馈闭环，无需均流控制，电流能够实现自动均衡。
混合式变换器的输入电压Vin，半桥LLC谐振变换器输入端电压Vin1，谐振开关电容输入端电压Vin2，它们的数值关系如下。
Vin＝Vin1+Vin2，Vin1＝2nVo
两个Buck电路输入端电压分别为Vb1和Vb2，他们的数值关系如下。
Vb1＝Vb2，Vin2＝2Vb1
因为共用谐振腔电路，LLC电路与开关电容电路的输入电流相同，即Iin1＝Iin2，那么LLC与谐振开关电容的功率占比如下式所示。
P1∶P2＝Vin1∶Vin2
附图2为本发明混合式直流变换器工作时的主要波形。图中Q1、Q2、Q3、Q4分别对应开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号。
t0-t1时间内，混合式直流变换器工作模态如附图3所示，开关管S1和S3导通，同步整流管S6导通，同步整流管S5截止。此时，变压器的副边钳位在输出电压Vo，则变压器的原边绕组T1电压被副边绕组钳位，谐振电感L1和谐振电容C1谐振。
当谐振电流iLr谐振到与励磁电流iLm相等，此时关断开关管S1和开关管S3，在死区时间t1-t2时间内，变压器的激磁电流会对开关管S2的结电容放电，t2时刻，开关管S2结电容电压为零，此时开关管S2和S4导通。
t2-t3时间内，开关管S1和S3关断，开关管S2和S4导通。同步整流管S6关断，同步整流管S5导通。混合式直流变换器工作模态如附图4所示，这个模态中，开关管S2、S4的工作状态与开关管S1、S3类似。
可见，开关管S1与S2的软开关特性与传统LLC谐振变换器一致，即在死区时间内，变压器激磁电流会对开关管的结电容进行充放电，以实现零电压关断(ZVS)。
以上所述仅为本发明的优选实例而已，并不用于限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，在并不使相应的技术方案本质上脱离本发明的精神和原则之内，本发明可以有的各种修改、变化和替换，均应视为本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种混合型直流变换器，其特征在于：
所述一种混合型调压变换器由输入直流电源(Vin)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S2)、第六开关管(S6)、第七开关管(S7)第八开关管(S8)、第九开关管(S9)第十开关管(S10)、变压器(T)、第一电感(L1)、第二电感(L2)、第三电感(L3)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)组成；
所述第一开关管(S1)的漏极连接于输入直流电源(Vin)的正端，第一开关管(S1)的源极连接于第二开关管(S2)的漏极和第一电容(C1)的一端，第二开关管(S2)的源极连接于第七开关管(S7)的漏极和第二电容(C2)的一端；第三开关管(S3)的漏极连接于第三电容(C3)的一端和第九开关管(S9)的漏极，第三开关管(S3)的源极连接于变压器绕组一(T1)的同名端和第四开关管(S4)的漏极，第四开关管(S4)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第一电容(C1)的另一端连接于第一电感(L1)的一端，第一电感(L1)的另一端连接于变压器绕组一(T1)的异名端，第二电容(C2)的另一端连接于输入直流电源(Vin)的负端，第七开关管(S7)的源极连接于第八开关管(S8)的漏极和第二电感(L2)的一端，第八开关管(S8)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第二电感(L2)的另一端连接于第四电容(C4)的一端，第三电容(C2)的另一端连接于输入直流电源(Vin)的负端，第九开关管(S9)的源极连接于第十开关管(S10)的漏极和第三电感(L3)的一端，第十开关管(S10)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第三电感(L3)的另一端连接于第四电容(C4)的一端，第五开关管(S5)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第五开关管(S5)的漏极连接于变压器绕组二(T2)的异名端，第六开关管(S6)的源极连接于输入直流电源(Vin)的负端，第六开关管(S6)的漏极连接于变压器绕组三(T3)的同名端，变压器绕组二(T2)的同名端和绕组3(T3)的异名端连接于第四电容(C4)和负载(Ro)的一端，第四电容(C4)和负载(Ro)的另一端连接于输入直流电源(Vin)的负端。
2.根据权利要求1所述的混合型直流变换器的控制方法，其特征在于，第一开关管至第六开关管的工作频率相同，其中第一开关管，第三开关管和第五开关管同时导通，第二开关管，第四开关管和第六开关管同时导通，且第一开关管和第二开关管的驱动互补；第七至第九开关管的工作频率相同，其中第七开关管和第八开关管互补驱动，第九开关管和第十开关管的驱动互补；通过调节第七开关管和第九开关管的占空比，实现输出电压的调节。
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