CN117856625A - 抑制环流的ipop非隔离pet拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，利用负极二极管能够从硬件上抑制由于线路等效电阻差异形成的循环电流，产生的损耗低于采用开关管进行循环电流抑制的带来的损耗，能提高非隔离型电力电子变压器（PET）的效率和功率密度。本发明还公开了抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，对各个循环电流抑制模块输出电流进行采样后，只需要进行简单的比例积分运算，就能得到每个循环电流抑制模块的均流控制量，实现方式简单。能够实现循环电流抑制模块之间的高精度均流，避免部分循环电流抑制模块过流过热，能够提高系统的供电可靠性。

Description

抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，还涉及抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法。

背景技术

传统的交流UPS数据中心供电架构存在供电效率低、输出电流谐波大等缺陷，因此，240V高压直流供电技术被引用到数据中心供电场景中作为传统方案的替代。在240V高压直流供电系统中的降压DC/DC转换环节, 由于单个变换器的功率有限，通常采用输入并联输出并联（IPOP）拓扑将变换器进行组合，该拓扑能够提供低压、大电流的输出，并且各个模块之间互相独立，可靠性高。为了进一步提高系统的效率以及功率密度，并联的各个模块通常采用不包含高频变压器的非隔离型电力电子变压器（PET）。

由于实际的240V直流供电系统中的降压模块众多，不同模块连接到负载的线缆长度存在较大差异。由于非隔离的各个模块输入侧和输出侧之间没有高频变压器进行电压隔离，不同模块的正极线路直接并联，负极线路直接并联，因此线路等效电阻越小的支路上承担的电流越大，导致系统中存在复杂的循环电流。当一个模块内部正负极承担的电流的差值超过该模块继电保护装置的差动保护限值时会触动该模块继电保护装置动作，影响供电的可靠性。此外，由于各个模块等效电阻的差异，会存在部分模块承担功率过大的问题，导致该模块过流过热甚至损坏，因此在IPOP拓扑中需要进行模块之间的均流控制。

目前，关于IPOP非隔离PET拓扑中的循环电流问题的研究较少。申请号为CN109347325A的发明专利提出了一种能够抑制循环电流的双开关管Buck变流器拓扑，该拓扑在Buck电路的负极增加了一个开关管，将对正负极电流的采样结果反馈到差模控制器中，控制负极开关管的关断时间，从而阻断循环电流的流通。该循环电流抑制方法需要对正负极电流进行采样，常规的Buck电路只需要一个电流采样芯片，该控制方法增加了电流采样的成本。并且增加的负极开关管的开关频率与主开关管的开关频率和电压电流应力一致，会增加额外的导通损耗以及开关损耗。

发明内容

本发明的目的是提供抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，能够减小由于并联系统线路等效电阻差异引起的循环电流，降低损耗。

本发明的另一目的是提供抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，能够减小由于并联系统线路等效电阻差异引起的循环电流，降低损耗，并且能够实现大功率模块之间的平均功率分担以及动态均流。

本发明所采用的第一个技术方案是，抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，包括N个输入端连接输入电源的循环电流抑制模块，N个循环电流抑制模块输出端连接同一个直流负载；第k个循环电流抑制模块包括一端连接输入电源负极的负极输入线路等效电阻，负极输入线路等效电阻/>另一端连接负极二极管/>的负极，负极二极管/>的正极依次连接负极功率电感/>、负极输出线路等效电阻/>、直流负载负极，每个循环电流抑制模块还包括一端连接输入电源正极的正极输入线路等效电阻/>，正极输入线路等效电阻/>另一端连接开关管/>集电极，开关管/>发射极依次连接正极功率电感/>、正极输出线路等效电阻/>、直流负载正极，负极二极管/>正极连接续流二极管/>的正极，续流二极管/>的负极连接开关管/>发射极，正极功率电感/>靠近正极输出线路等效电阻/>的一端连接滤波电容/>的正极，负极功率电感/>靠近负极输出线路等效电阻/>的一端连接滤波电容/>的负极。

本发明的特点还在于：

正极功率电感和负极功率电感/>采用对称结构。

负极二极管、续流二极管/>均为肖特基二极管。

本发明所采用的第二个技术方案是，抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、采集第k个循环电流抑制模块的正极或负极的输出电流，根据输出电流计算第k个循环电流抑制模块的均值误差/>；

步骤2、将第k个循环电流抑制模块的均值误差反馈到PI控制器中，计算电压补偿量/>，将电压补偿量/>与电压参考值/>进行叠加，得到补偿后的参考值/>，将补偿后的参考值/>依次通过电压电流双闭环控制、PWM波产生器得到第k个循环电流抑制模块的驱动信号，将第k个循环电流抑制模块的驱动信号输入第k个循环电流抑制模块的开关管/>，对开关管/>进行驱动控制。

步骤1中根据输出电流计算第k个循环电流抑制模块的均值误差/>的计算公式为：

其中，表示第i个循环电流抑制模块的正极或负极的输出电流。

计算电压补偿量的表达式为：

其中，K _pc表示PI控制器的比例系数，K _ic表示PI控制器的积分系数，s表示积分环节。

本发明有益效果是：

1.本发明提出的拓扑结构利用负极二极管能够从硬件上抑制由于线路等效电阻差异形成的循环电流。不需要对正极电流、负极电流进行采样，减小了采样的成本，同时不需要设计复杂的PI控制器，实现方式简单，并且能够被推广到其他非隔离变换器的循环电流抑制。

2.本发明提出的拓扑结构采用负极二极管抑制循环电流，负极二极管选用导通压降小的肖特基二极管，在240V高压直流供电的大输出电流场景下，产生的损耗低于采用开关管进行循环电流抑制的带来的损耗，能提高非隔离型电力电子变压器（PET）的效率和功率密度。

3.本发明采用循环电流抑制模块均流控制方法对各个循环电流抑制模块输出电流进行采样后，只需要进行简单的比例积分运算，就能得到每个循环电流抑制模块的均流控制量，实现方式简单。能够实现循环电流抑制模块之间的高精度均流，避免部分循环电流抑制模块过流过热，能够提高系统的供电可靠性。

附图说明

图1是本发明所提出抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构示意图；

图2是由模块1流向模块2的循环电流在模块1主开关管导通阶段的流通路径图；

图3是由模块1流向模块2的循环电流在模块1主开关管关断阶段的流通路径图；

图4是由模块2流向模块1的循环电流在模块2主开关管导通阶段的流通路径图；

图5是由模块2流向模块1的循环电流在模块2主开关管关断阶段的流通路径图；

图6是循环电流与并联Buck模块内正、负极输出线路等效电阻差异/>关系曲线图；

图7是循环电流抑制模块中主开关管关断期间循环电流抑制的机理图；

图8是循环电流抑制模块中主开关管关断期间循环电流抑制的机理图；

图9是本发明所采用IPOP非隔离PET拓扑结构的均流控制方法框图；

图10是所采用的电压闭环控制应用于传统的Buck拓扑中的各模块输出电流波形图；

图11是本发明所采用的控制方法应用于本发明提出的拓扑的各模块输出电流波形图；

图12是传统的电压闭环控制应用于传统的Buck拓扑中的循环电流波形图；

图13是本发明所采用的控制方法应用于本发明提出的拓扑结构的循环电流波形图；

图14是在本发明所提出的拓扑中采用平均电流均流控制前的均流误差波形图；

图15是在本发明所提出的拓扑中采用平均电流均流控制后的均流误差波形图；

图16是使用本均流方法输出侧负载电压的FFT谐波分析图；

图17是使用电压闭环控制后输出侧负载电压的FFT谐波分析图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施方式对本发明进行详细说明。

实施例1

本发明提出抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，适用于非隔离直流变换器输入并联输出并联的低压大电流场景，通过对单个变换器模块的拓扑进行改进，消除模块之间的循环电流，如图1所示，包括N个输入端连接输入电源的循环电流抑制模块，N个循环电流抑制模块输出端连接同一个直流负载；第k个循环电流抑制模块包括一端连接输入电源负极的负极输入线路等效电阻，负极输入线路等效电阻/>另一端连接负极二极管/>的负极，负极二极管/>的正极依次连接负极功率电感/>、负极输出线路等效电阻/>、直流负载负极，每个循环电流抑制模块还包括一端连接输入电源正极的正极输入线路等效电阻，正极输入线路等效电阻/>另一端连接开关管/>集电极，开关管/>发射极依次连接正极功率电感/>、正极输出线路等效电阻/>、直流负载正极，负极二极管/>正极连接续流二极管/>的正极，续流二极管/>的负极连接开关管/>发射极，正极功率电感/>靠近正极输出线路等效电阻/>的一端连接滤波电容/>的正极，负极功率电感/>靠近负极输出线路等效电阻/>的一端连接滤波电容/>的负极。

其中，负极二极管、续流二极管/>均为肖特基二极管，在240V高压直流供电的大输出电流场景下，产生的损耗低于采用开关管进行循环电流抑制的损耗，能提高PET的效率和功率密度。

本发明抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构与传统Buck电路拓扑的区别是在Buck电路的基础上，在拓扑的负极输入侧增加了一个负极二极管以及与正极功率电感/>对称的负极功率电感/>，其中，新增负极二极管/>的负极与输入电源负极相连，负极二极管正极与负极功率电感/>相连。其中，负极增加的负极二极管/>的作用是使负极线路保持对电流的单向导通，负极线路允许流通的电流方向与开关周期内续流二极管/>续流阶段的循环电流流通路径相反，因此可以阻碍了循环电流的流通。此外，负极增加的与正极功率电感/>位置相对称的负极功率电感/>的作用是续流，可以使电路的正极电流、负极电流实现全周期的相等，以及与正极功率电感/>共同组成共模滤波电路，阻碍循环电流的流通。

对未添加负极二极管、负极功率电感/>的传统IPOP的Buck电路中存在的循环电流进行建模，输入电极、直流负载之间并联两个Buck模块，如图2、图3、图4、图5所示。图2、图3、图4、图5以两个Buck模块的IPOP非隔离PET拓扑结构为例，基于两个Buck模块中开关管的导通/关断状态给出了循环电流流通路径的示意图。在图2、图3、图4、图5中，/>为各个Buck模块的开关管，/>为各Buck模块的续流二极管，/>、/>为各Buck模块正极功率电感、负极功率电感，/>为输出侧的滤波电容，/>、/>分别为各Buck模块正、负负极输入线路等效电阻，/>、/>分别为各Buck模块输出侧正、负极输出线路等效电阻，/>为各Buck模块输出侧滤波电容上的电压，/>为各Buck模块正极线路输出电流，/>为各Buck模块负极线路输出电流，/>为直流负载电流，/>为直流负载电阻（k=1~2）。在图2中，模块内部的循环电流/>定义为正负极线路上的电流之差，即：

(1)；

根据和/>这两个开关管的导通闭合状态，有4条循环电流流通的路径。当Buck模块1的开关管/>导通时，若存在由Buck模块1流向Buck模块2的循环电流，其流通路径如图2所示，当开关管/>关断时，图2中的循环电流的流通路径如图3所示，该循环电流导致两个模块各自输出电流的关系为/>，/>。当Buck模块2的开关管/>导通时，若存在由Buck模块2流向Buck模块1的循环电流，其流通路径如图4所示，当开关管/>关断时，图4中的循环电流的流通路径如图5所示，该循环电流导致两个模块各自输出电流的关系为，/>。当正极和负极线路电流的差值超过继电保护装置差动保护的限值时就会导致保护启动，Buck模块停机，进而影响供电的可靠性。

在图2、图3、图4、图5中根据基尔霍夫电压定律以及各个模块输出电压的关系可以推导出式(2)：

(2)；

其中，，/>分别为两个Buck模块的输出电压，/>为负载电流。根据式(2)，系统中每个Buck模块内部的循环电流/>表示为正极和负极输出电流之差，即

(3)；

该循环电流的表达式可以被推广到多个Buck模块并联的场景。根据式(2)，循环电流与并联Buck模块内正、负极输出线路等效电阻差异以及负载电流/>成正比：

(4)；

图6为通过大量仿真得出的循环电流i _kc与并联Buck模块内正、负极输出线路等效电阻差异的关系曲线，根据图6循环电流与并联Buck模块内正、负极输出线路等效电阻差异成正比，与建模分析公式(3)中循环电流的表达式相符合。因此，在负载电流给定的条件下，并联Buck模块内正、负极输出线路等效电阻差异确实会对循环电流产生影响，但是由于实际多Buck模块并联的场景难以保证各模块内正、负极输出线路等效电阻严格相等，因此循环电流问题在传统的IPOP非隔离DC/DC变换器结构中难以避免。

图1为本发明针对IPOP并联结构的PET电路提出的新型降压拓扑，该拓扑由4个循环电流抑制模块组成。每个模块主要包括以下器件：主开关管，续流二极管/>，用于抑制循环电流的负极二极管/>，正极功率电感/>，负极功率电感/>，输出侧滤波电容/>，输入侧正极输入线路等效电阻/>、负极输入线路等效电阻/>，以及输出侧正极输出线路等效电阻/>、负极输出线路等效电阻/>（k=1~4）。发明的在负极线路增加负极二极管进行循环电流抑制的方法以及所采用均流方法可以适用于多个模块并联的场景，并且用于其他非隔离DC/DC电路拓扑的改进。

定义电路中的变量，循环电流抑制模块的输入电压，循环电流抑制模块输出侧滤波电容上的电压/>，循环电流抑制模块正极线路输出电流/>，循环电流抑制模块负极线路输出电流/>。设各循环电流抑制模块开关管的占空比为/>，循环电流抑制模块输入电压与输出电压的关系为：

(5)；

图1中的抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构与传统的Buck电路的主要区别是增加了负极二极管以及负极功率电感/>。负极二极管/>的正极与输入电源/>的负极相连，负极二极管/>的正极与负极功率电感/>相连。负极二极管/>的主要作用是通过单向导通阻断循环电流流通的路径，负极功率电感/>的主要作用是防止负极电流突变，使正负极电流保持全周期的相等。此外，负极功率电感/>与正极功率电感/>组成差模滤波电路，可以抑制循环电流。正极功率电感/>和负极功率电感/>采用对称结构，各自的功率电感值根据以下公式计算:

(6)；

其中，为输入直流电压，/>为输出侧直流电压，D为循环电流抑制模块的导通占空比，/>为开关频率，/>为功率电感电流纹波，/>和/>分别为正极和负极功率电感的归一化系数。

接下来将结合图7、图8中的拓扑抑制循环电流的机理示意图解释循环电流抑制的具体过程，若系统中存在由循环电流抑制模块1流向循环电流抑制模块2的循环电流，由于二极管的单向导通性，图7中循环电流抑制模块1的负极二极管可以在开关管/>关断的时间段阻断由循环电流抑制模块2流向循环电流抑制模块1的循环电流路径。因此，可以使循环电流抑制模块1内部正极输出电流/>与负极输出电流/>相等，当循环电流抑制模块1开关管/>导通后，由于正极功率电感/>与负极功率电感/>的续流作用，循环电流抑制模块1内正负极电流，依然能够保持相等，实现了循环电流的消除。根据基尔霍夫电流定律，则有：

(7)；

即，当循环电流抑制模块1内循环电流为0时，循环电流抑制模块2内也没有循环电流的存在，实现了循环电流的消除。当并联系统中存在由循环电流抑制模块2流向循环电流抑制模块1的循环电流时，其被消除的机理如图8所示。因此，所提出的改进拓扑可以应用到多循环电流抑制模块并联的场景，其抑制循环电流的机理与两个循环电流抑制模块并联时一致。

实施例2

在实施例1的基础上，抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，如图9所示，具体按照以下步骤实施：

步骤1、采集第k个循环电流抑制模块的正极或负极的输出电流，根据输出电流计算第k个循环电流抑制模块的均值误差/>；

根据输出电流计算第k个循环电流抑制模块的均值误差/>的计算公式为：

(8)；

表示循环电流抑制模块正极线路输出电流，/>表示循环电流抑制模块负极线路输出电流。

经过循环电流抑制，正极线路电流与负极线路电流相等，用图9中的循环电流抑制模块输出电流表示。因此均流误差进一步表示为：

(9)；

其中，表示第i个循环电流抑制模块的正极或负极的输出电流。

步骤2、将第k个循环电流抑制模块的均值误差反馈到PI控制器中，计算电压补偿量/>，计算电压补偿量/>的表达式为：

(10)；

其中，K _pc表示PI控制器的比例系数，K _ic表示PI控制器的积分系数，s表示积分环节。

将电压补偿量与电压参考值/>进行叠加，得到补偿后的参考值/>，将补偿后的参考值/>依次通过电压电流双闭环控制、PWM波产生器得到第k个循环电流抑制模块的驱动信号，将第k个循环电流抑制模块的驱动信号输入第k个循环电流抑制模块的开关管/>，对开关管/>进行驱动控制。

采用循环电流抑制模块均流控制方法对各个循环电流抑制模块输出电流进行采样后，只需要进行简单的比例积分运算，就能得到每个循环电流抑制模块的均流控制量，实现方式简单。能够实现循环电流抑制模块之间的高精度均流，避免部分循环电流抑制模块过流过热，能够提高系统的供电可靠性。

实施例3

通过仿真的方式对该方法进行了验证。所用的仿真平台为Simulink软件，仿真的系统为图1中的四个IPOP的非隔离PET模块以及四个IPOP的传统Buck电路，对比了这两种电路的环流特性以及验证了改进拓扑的均流方法的有效性。

表1为仿真循环电流抑制模块的电气参数，功率电感值为循环电流抑制模块中的正极功率电感、负极功率电感值之和，即200uH，其它参数与表1中一致。表2为仿真中的输入侧输出侧线路等效电阻参数。在仿真中改变线路等效电阻的数值模拟实际线路长度存在差异的情况用来验证所提出拓扑抑制循环电流的效果。

表1

表2

图10为采用电压闭环控制的IPOP的Buck电路以及本发明所提出的IPOP非隔离PET电路的正负极输出电流波形图。本发明所采用的控制方法应用于本发明提出的拓扑的各模块输出电流波形图如图11所示；由图11可以初步看出，当正极线路等效电阻、负极线路等效电阻存在差异时，正、负极线路上的电流差距巨大，同时不同循环电流抑制模块之间的均流误差也很大。由图10可知，采用改进拓扑后各个循环电流抑制模块内部的正、负极电流波形基本重合，说明循环电流得到了消除。此外，各个循环电流抑制模块所承担的电流基本均为额定值125A，由此可知，本发明所提出的均流方法均流效果良好。

采用传统拓扑不加抑制的情况下，在表1以及表2中的实验条件下，循环电流抑制模块内部的循环电流输出结果示意图如图12所示，循环电流抑制模块内部的循环电流可以达到31A。图13为采用本发明所提出的PET拓扑后的循环电流波形图，可以看到，本发明所提出的PET拓扑单个模块内部的循环电流幅值能够在0.2S内被抑制到2A以内。验证了所提出非隔离型拓扑在抑制模块内部的循环电流方面是有效的。

图14是在本发明所提出的拓扑中采用平均电流均流控制前的均流误差波形图；图15是在本发明所提出的拓扑中采用平均电流均流控制后的均流误差波形图；由图14中可知，当循环电流抑制模块内正、负极输出线路等效电阻存在表2中的差异时，未加均流控制，各循环电流抑制模块之间的均流误差能够达到11A。由图15可知，采用本发明所提出的均流方法后各个PET模块之间的均流误差能在0.3s被限制到2A以内。验证了所提出的均流控制方法的有效性。

图16是使用本均流方法输出侧负载电压的FFT谐波分析图；图17是使用电压闭环控制后输出侧负载电压的FFT谐波分析图。由图16、图17对比可知，使用电压闭环控制后输出电压中的THD值（谐波含量）为0.55%，而使用所提出均流方法后输出电压中的谐波含量为0.51%，比使用电压闭环控制方法后输出电压中的谐波含量略有降低。由此可知，采用本发明所提出控制方法能够降低各循环电流抑制模块之间的不均衡度，能改善输出侧负载电压

的THD水平。

通过上述方式，本发明针对数据中心高压直流供电系统降压环节中的IPOP的非隔离PET拓扑中存在的循环电流以及均流问题，提出了抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构及其控制方法。

Claims (6)

1.抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，其特征在于，包括N个输入端连接输入电源的循环电流抑制模块，N个循环电流抑制模块输出端连接同一个直流负载；第k个循环电流抑制模块包括一端连接输入电源负极的负极输入线路等效电阻，负极输入线路等效电阻另一端连接负极二极管/>的负极，所述负极二极管/>的正极依次连接负极功率电感、负极输出线路等效电阻/>、直流负载负极，每个循环电流抑制模块还包括一端连接输入电源正极的正极输入线路等效电阻/>，正极输入线路等效电阻/>另一端连接开关管集电极，开关管/>发射极依次连接正极功率电感/>、正极输出线路等效电阻/>、直流负载正极，负极二极管/>正极连接续流二极管/>的正极，续流二极管/>的负极连接开关管/>发射极，正极功率电感/>靠近正极输出线路等效电阻/>的一端连接滤波电容/>的正极，负极功率电感/>靠近负极输出线路等效电阻/>的一端连接滤波电容/>的负极。

2.根据权利要求1所述抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，其特征在于，所述正极功率电感和负极功率电感/>采用对称结构。

3.根据权利要求1所述抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构，其特征在于，所述负极二极管、续流二极管/>均为肖特基二极管。

4.权利要求2所述抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1、采集第k个循环电流抑制模块的正极或负极的输出电流，根据输出电流/>计算第k个循环电流抑制模块的均值误差/>；

步骤2、将第k个循环电流抑制模块的均值误差反馈到PI控制器中，计算电压补偿量，将电压补偿量/>与电压参考值/>进行叠加，得到补偿后的参考值/>，将补偿后的参考值/>依次通过电压电流双闭环控制、PWM波产生器得到第k个循环电流抑制模块的驱动信号，将第k个循环电流抑制模块的驱动信号输入第k个循环电流抑制模块的开关管，对开关管/>进行驱动控制。

5.根据权利要求4所述抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，其特征在于，步骤1中所述根据输出电流计算第k个循环电流抑制模块的均值误差/>的计算公式为：

其中，表示第i个循环电流抑制模块的正极或负极的输出电流。

6.根据权利要求4所述抑制环流的IPOP非隔离PET拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述计算电压补偿量的表达式为：

其中，K _pc表示PI控制器的比例系数，K _ic表示PI控制器的积分系数，s表示积分环节。