CN117616685A - 双向ac/dc功率转换的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

一种双向AC/DC功率转换装置，包括低频交换网络、高频交换网络以及耦合在所述高频交换网络和AC电压之间的一个或多个电感器。控制器提供DC电压和AC电压之间的双向功率传输。所述控制器接收所述DC电压、所述AC电压和流过所述电感器的总电流，并生成占空比、交换频率和用于操作交换网络的交换控制信号。所需的ZVS电流是通过根据所述总电流、所述占空比以及所述AC和DC电压改变所述交换频率来实现的。ZVS操作是通过调整所述交换频率，以在交换时刻产生存储在电感器中的可用电荷来确保的，其中，所述可用电荷等于存储在交换设备的输出电容中的电荷。

Description

双向AC/DC功率转换的装置和方法
技术领域
本发明实施例的各方面大体上涉及功率转换装置，更具体地，涉及用于双向AC-DC功率转换器的控制方法。
背景技术
对AC-DC功率转换的需求越来越大。例如，AC-DC功率转换器(称为整流器)用于为电信设备供电，DC-AC功率转换器(称为逆变器)可用于光伏(photovoltaic，PV)应用。典型的AC-DC功率转换级采用两个交换网络和阻抗网络来在高压AC功率和低压DC功率之间传输功率。适当地操作交换网络会在AC功率和DC功率之间产生双向功率流。
操作交换网络以实现零电压切换(zero voltage switching，ZVS)，同时在高功率密度转换器拓扑中提供双向功率流，这样会难以控制。某些传统方法引入额外的电感器，或电感器和电容器，以实现ZVS操作。这些附加组件降低了功率密度和整体效率，并且不能提供良好的双向控制。其它传统方法使用电感电流传感器，会产生复杂的控制要求并增加成本。基于模型的控制方案很难提供双向功率流能力，并且很难在宽输入和输出电压范围内实现ZVS。
因此，需要具有改进的控制方法的改进AC-DC功率转换器，以实现最佳、高效和具有成本效益的双向功率流。因此，希望提供一种解决上述至少一些问题的装置。
发明内容
所公开实施例的各方面涉及一种双向AC/DC功率转换装置，所述装置包括控制方案，所述控制方案用于调整转换器的交换频率以实现ZVS操作，同时保持最小均方根(minimum root-mean-square，RMS)电流。所公开实施例的各方面使用简化的控制方案实现最佳和高效的性能，具有减少的元件数量、双向功率流能力、在宽范围的输入和输出电压变化下的ZVS交换以及最小RMS电流。
根据第一方面，通过一种装置获得上述以及其它目的和优点。在一个实施例中，所述装置包括双向AC/DC功率转换拓扑，所述双向AC/DC功率转换拓扑具有低频交换网络、高频交换网络和一个或多个电感器，其中，所述高频交换网络包括多个高频交换设备。所述功率转换拓扑用于在DC电压和AC电压之间传输功率。所述装置包括控制器，耦合到所述功率转换拓扑，并用于接收所述DC电压、所述AC电压和流过所述一个或多个电感器的总电流，并产生用于操作所述高频交换设备的高频交换控制信号。所述控制器用于：根据参考信号和受控信号生成占空比；根据所述总电流、所述占空比以及所述DC电压和所述AC电压中的一个或多个确定交换频率；根据所述交换频率和所述占空比生成所述高频交换控制信号。使用简化的控制方案实现最佳和高效的性能，具有减少的元件数量、双向功率流能力、在宽范围的输入和输出电压变化下的ZVS交换以及最小RMS电流。
在一种可能的实现方式中，当所述装置作为整流器运行时，所述交换频率是根据所述DC电压确定的，并且当所述装置作为逆变器运行时，所述交换频率是根据所述DC电压和所述AC电压确定的。ZVS操作依赖于逆变器和整流器运行的不同传感输入。
在一种可能的实现方式中，所述交换频率用于在死区期间产生由电感器提供的可用电荷，其中，所述可用电荷等于所述高频交换设备的输出电容中的存储电荷。将所述可用电荷设置为等于所述存储电荷，可确保所述交换设备的ZVS操作。
在一种可能的实现方式中，所述交换频率被限制在预定的最大频率。限制所述交换频率可防止所述交换设备被驱动超过其可靠的操作范围，从而提高所述装置的可靠性。
在一种可能的实现方式中，所述功率转换拓扑包括一个或多个相位。使用多相可减少所述AC输出电压中的纹波。
在一种可能的实现方式中，所述控制器用于通过对总电流应用低通滤波器来确定平均电流，并根据所述平均电流确定所述交换频率。使用平均电流提供了更稳定的控制器运行，并且平均可以很容易地使用低通滤波器实现。
在一种可能的实现方式中，当所述装置作为逆变器运行时，所述参考信号包括AC参考电压，所述受控信号包括所述AC电压，所述控制器用于通过从所述AC参考电压中减去所述AC电压来确定第一误差信号，并通过对所述第一误差信号应用第一控制算法生成所述占空比。有了这种环路补偿逆变器的操作可以通过单个且易于实施的环路控制方案控制。
在一种可能的实现方式中，所述第一控制算法包括比例加积分(proportionalplus integral，PI)控制算法。比例加积分控制算法是很好的理解和容易设计和实现的。
在一种可能的实现方式中，当所述装置作为逆变器运行时，所述参考信号包括AC参考电流，所述受控信号包括与所述AC电压对应的AC电流。所述控制器用于通过从所述AC参考电流中减去所述AC电流来确定所述第一误差信号，并通过将所述第一控制算法应用于所述第一误差信号来生成所述占空比。使用电流控制环路提供稳定和可预测的输出电流。
在一种可能的实现方式中，当所述装置作为逆变器运行时，所述参考信号包括AC参考电压，所述受控信号包括所述AC电压。所述控制器用于：通过从所述AC参考电压中减去所述AC电压来确定所述第一误差信号；通过对所述第一误差信号应用电压环路控制算法来生成第二参考信号；通过从所述第一误差信号中减去所述AC电流来确定第二误差信号；通过将电流环路控制算法应用于所述第二误差信号，生成所述占空比。使用双控制环路可控制所述AC输出电压的电流和电压。
在一种可能的实现方式中，当所述装置作为整流器运行时，所述参考信号包括DC参考电压，所述受控信号包括所述DC电压。所述控制器用于：通过从所述DC参考电压中减去所述DC电压来确定DC电压误差信号；将DC电压环路控制算法应用于所述电压误差信号，生成电压控制信号；通过将所述电压控制信号乘以所述AC电压的绝对值，生成AC电流参考信号；通过从所述AC电流参考信号中减去所述AC电流的绝对值来确定AC电流误差信号；通过将AC电流环路控制算法应用于所述AC电流误差信号，生成所述占空比。这种双控制环路方案允许整流器运行由简单且易于实现的控制方案控制，而无需对所述功率转换器拓扑进行任何更改。
根据第二方面，上述和其它优点是通过操作双向AC/DC功率转换拓扑的方法获得的。在一个实施例中，所述双向AC/DC功率转换拓扑包括低频交换网络、高频交换网络和一个或多个电感器，其中，所述高频交换网络包括多个高频交换设备，所述功率转换拓扑用于在DC电压和AC电压之间传输功率。所述方法包括：根据参考信号和受控信号生成占空比；根据流过所述一个或多个电感器的总电流、所述占空比以及所述DC电压和所述AC电压中的一个，确定交换频率；根据所述交换频率和所述占空比，生成所述高频交换控制信号。使用简化的控制方案实现最佳和高效的性能，具有减少的元件数量、双向功率流能力、在宽范围的输入和输出电压变化下的ZVS交换以及最小RMS电流。
在一种可能的实现方式中，确定所述交换频率包括：配置所述交换频率在死区期间产生由电感器提供的可用电荷，其中，所述可用电荷等于所述高频交换设备的输出电容中的存储电荷。将所述可用电荷设置为等于所述存储电荷，可确保所述交换设备的ZVS操作。
在一种可能的实现方式中，当所述功率转换拓扑作为逆变器运行时，生成所述占空比包括：通过从AC参考电压中减去所述AC电压来确定第一误差信号；通过将第一控制算法应用于所述第一误差信号，生成所述占空比。逆变器运行可以通过简单易实现的单环路控制方案控制。
在一种可能的实现方式中，当所述功率转换拓扑作为整流器运行时，生成所述占空比包括：通过从所述DC参考电压中减去所述DC电压来确定DC电压误差信号；将DC电压环路控制算法应用于所述电压误差信号，生成电压控制信号；通过将所述电压控制信号乘以所述AC电压的绝对值，生成AC电流参考信号；通过从所述AC电流参考电流中减去所述AC电流的绝对值来确定AC电流误差信号；通过将AC电流环路控制算法应用于所述AC电流误差信号，生成所述占空比。这种双控制环路方案允许整流器运行由简单且易于实现的控制方案控制，而无需对所述功率转换器拓扑进行任何更改。
示例性实施例的这些和其它方面、实现方式和优点将从结合附图考虑的本文描述的实施例中变得显而易见。但应理解，此类描述和附图仅用于说明的目的，而不能作为对本发明的限制；对本发明的任何限制，应参考所附权利要求书。本发明的附加方面和优点将在随后的说明书阐述，并且，部分方面和优点在说明书中显而易见，或者可以通过实施本发明而了解。此外，本发明的方面和优点可以通过所附权利要求书中特别指出的手段或结合方式实现和获得。
附图说明
在本发明的以下详述部分中，将参考附图中所示出的示例实施例来更详细地解释本发明，其中相同的参考文献指示相同的元件，并且：
图1为结合本发明实施例的各方面提供的示例性双向AC/DC功率转换装置的示意性框图；
图2为结合本发明实施例的各方面提供的高频交换网络的逆变器运行期间的初级波形的示例性图；
图3为结合本发明实施例的各方面提供的用于操作双向AC/DC转换拓扑的示例性控制方案的示意性框图；
图4为结合本发明实施例的各方面提供的用于控制双向AC/DC转换拓扑的逆变器运行的双控制环路控制方案的示意性框图；
图5为结合本发明实施例的各方面提供的高频交换网络的整流器运行期间的初级波形的示例性图；
图6为结合本发明实施例的各方面提供的用于双向AC/DC转换拓扑的整流器运行的示例性控制方案的示意性框图；
图7为结合本发明实施例的各方面提供的用于控制双向AC/DC转换拓扑的示例性方法的流程图；
图8为结合本发明实施例的各方面提供的功率转换拓扑的逆变器运行期间生成占空比的示例性方法的流程图；
图9为结合本发明实施例的各方面提供的功率转换拓扑的整流器运行期间生成占空比的示例性方法的流程图。
具体实施方式
参考图1，示出了示例性双向AC/DC功率转换装置100的图。本发明实施例的装置100涉及一种改进的双向AC/DC功率转换装置100，所述改进的控制器102用于高效地操作AC/DC功率转换拓扑104。装置100适用于例如将电网功率转换为调节DC功率的应用，如在为电信设备供电时所做的，或用于将DC功率转换为AC功率，例如用于光伏系统。
如图1的示例所示，装置100包括双向AC/DC功率转换拓扑104，所述双向AC/DC功率转换拓扑104包括低频交换网络106、高频交换网络108和一个或多个电感器L1、L2……Ln。高频交换网络108包括多个高频交换设备S1a、S1b……Sna、Snb。功率转换拓扑104用于在DC电压(Vdc)和AC电压(vac)之间传输功率。
控制器102耦合到功率转换拓扑104，并用于接收流经一个或多个电感器L1、L2……Ln的DC电压(Vdc)、AC电压(vac)和总电流(it)。控制器102产生高频交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb，用于操作高频交换设备S1a、S1b……Sna、Snb。
在一个实施例中，控制器102用于根据参考信号120和受控信号118生成占空比(D)。控制器102还用于根据总电流(it)、占空比(D)以及DC电压(Vdc)和AC电压(vac)中的一个或多个确定交换频率(fs)；并根据交换频率(fs)和占空比(D)生成116高频交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb。
装置100中的功率流由双向AC/DC功率转换拓扑104提供。双向AC/DC功率转换拓扑104用于提供低组件数量和高效的功率处理能力。转换拓扑104采用与DC功率Vdc并联耦合的低频交换网络106，在此也称为DC电压Vdc。低频交换网络106包括两个交换设备SA、SB，串联耦合在正DC总线128和负DC总线130之间，并形成中心节点132。低频交换网络106通常以对应于AC电压vac的频率操作，并支持AC和DC功率之间的转换。
功率转换拓扑104中的磁性组件由耦合在高频交换网络108的AC电压vac和每个相位126之间的电感器L1、L2……Ln提供。当装置100作为逆变器工作时，与AC电压vac并联耦合的电容器Cac用作输出电容器。高频交换网络108包括一对或多对交换设备S1a、S1b……Sna、Snb，其中每对，例如第一对S1a、Sn1b，串联耦合在正DC总线128和负DC总线130之间，并形成中心节点，例如中心节点134。每个中心节点134、136、138耦合在电感器L1、L2……Ln中的不同一个与AC电压vac之间。以这种方式，每对交换设备S1a、S1b及其对应的电感器L1形成相位126。
在图1所示的实施例中，功率转换拓扑104被示为具有三个相位，然而，可以有利地采用任何数量的相位，例如一相、两相、十相或二十相，其中相位的数量是设计选择的关键。使用更多的相位有助于降低AC电压vac中的纹波电流。
如本文所使用的，术语“交换网络”是指具有一对或多对交换设备的电路，其中每对交换设备串联耦合在正DC轨与负DC轨之间。例如，低频网络104具有一对交换设备SA、SB，串联耦合在正DC轨128和负DC轨130之间，形成中心节点132。示例性高频交换网络108示出具有至少三对交换设备，即第一对S1a和S1b、第二对S2a和S2b以及第n对Sna和Snb。需要说明的是，虽然高频交换网络108示出为具有三对交换设备S1a、S1b、S1a、S1b、Sna、Snb，但交换网络可以包括任何期望数量的交换设备对，例如一、二、三、十或二十对。
在一个实施例中，交换设备SA、SB、S1a、S1b……Sna、Snb是半导体交换设备，如金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)。然而，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以有利地采用配置成高效控制所需交换频率下的电流流动的任何适当类型的交换设备。如本文所使用的，交换器或交换设备在导电电流时被称为开或接通，交换器或交换设备在不导电电流时被称为关或断开。
如本文所使用的，术语双向AC/DC功率转换拓扑是指上述并在图1中示出的双向AC/DC功率转换拓扑104。如本文所使用的，术语“逆变器”是指用于接收DC功率并产生AC功率的功率转换装置，术语“整流器”是指用于接收AC功率并产生DC功率的功率转换装置。装置100被配置为双向的，这意味着它可以作为逆变器或整流器运行。
当需要时，DC链路电容器Cdc可以与DC电压Vdc并联耦合，以为转换器提供更稳定的DC电压。例如，当作为逆变器运行时，可以使用DC链路电容器Cdc来去除DC输入电压的纹波，该电压可能已经由先前的功率转换级产生。
控制器102耦合到双向AC/DC功率转换拓扑104，并用于操作交换设备SA、SB、S1a、S1b……Sna、Snb以有助于通过功率转换拓扑104的功率流动。DC电压Vdc和AC电压vac之间的双向功率传输由控制器102管理。耦合到转换器的AC电压vac和DC电压Vdc与它流经电感器的总电流it一起被控制器102接收。
控制器102用于从功率转换拓扑104接收信号110。接收信号110使控制器102可以监控功率转换拓扑104的行为，并包括DC电压Vdc、AC电压vac和它流过一个或多个电感器L1、L2……Ln的总电流。总电流是流经每个单独电感器的所有电流iL1、iL2……iLn的总和。
交换网络106、108的操作由控制器102生成的交换控制信号S'A、S'B、S'1a、S'1b……S'na、S'nb完成，其中，每个交换控制信号S'A、S'B、S'1a、S'1b……S'na、S'nb用于操作交换设备SA、SB、S1a、S1b……Sna、Snb中的相应一个。在某些实施例中，在控制器102和交换网络106、108之间使用栅极驱动器以放大和隔离交换控制信号S'A、S'B、S'1a、S'1b……S'na、S'nb可以是有益的。
通常，AC/DC功率转换级的控制器应在满足几个重要标准的同时实现最佳和高效的性能。控制器应在减少功率处理组件数量的情况下操作。例如，不需要额外的电容器或电感器来监控电流或实现零电压交换(zero voltage switching，ZVS)操作。控制器应提供双向功率流能力，有助于功率转换拓扑104作为整流器或逆变器运行。为了可靠性和效率，控制器应在广泛的输入和输出电压变化范围内保持ZVS操作。有益的是，上述标准应使用简单易实施的控制方案来实现。
参考信号120被控制器102用作在此称为受控信号118的期望系统输出的目标值。当作为逆变器工操作时，系统输出是AC电压vac，受控信号118是对应于AC电压vac的信号。类似地，当作为整流器运行时，系统输出是DC电压Vdc，受控信号118是对应于DC电压Vdc的信号。
控制器用于根据受控信号118和参考信号120生成114占空比D。如下面将进一步讨论的，在所示的实施例中，控制器102通过以下方式生成114占空比D：比较受控信号118与参考信号120以确定误差信号并应用控制算法来生成占空比D。
交换频率fs由控制器102根据生成的占空比D、总电流it、DC电压Vdc和AC电压vac中的一个或多个确定112。控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb根据占空比D和交换频率fs生成116，其中，频率fs用于确保高频交换网络108中交换设备的ZVS操作。
图2示出了当示例性装置100作为逆变器运行时高频交换网络108的第一相位126的初级波形的图200。在图200中，时间沿着横轴202向右增加，信号幅度沿着竖轴204向上增加。图200描绘了高频交换器S1a、S1b在AC电压vac环路的正部分期间的操作。在AC电压vac环路的正部分期间，低频交换网络106的交换设备SA被关断，低频交换网络的交换设备SB被导通，并且参考电压120将为正。第一相位126的主波形是周期性的，在图210下面标记了单个周期T作为参考。周期T等于交换频率T＝1/fs的倒数。占空比对应于第一交换设备S1a在一段时间内保持导通的时间量，并在图206上方显示为间隔DT。死区时间是交换设备S1a和S1b都被关断的间隔，并在图200中由间隔tdt指示。
图206示出了用于交换设备S1a和交换设备S1b的控制信号。第一交换设备S1a在S1a ON指示的周期内导通，第二交换设备S1b在S1b ON指示的周期T内导通。
图208示出了通过第一电感器L1的电流IL1。最大电感器电流表示为IL1+，最小电感器电流表示为IL1-，平均电感器电流表示为IL1ave。
图210示出了第一交换设备vs1a和第二交换设备vs2a上的电压。在死区时间tdt期间，两个交换设备上的电压从零(0)转变为DC电压Vdc。例如，第二交换设备S1b在时间t5关断，并且在时间t5与t6之间的死区时间tdt期间，第二交换设备vs2a上的电压跃迁到零。
装置100可靠且高效操作的重要考虑是保持交换设备S1a、S1b……Sna、Snb在高频交换网络108中的ZVS操作。图200示出了在所需ZVS操作期间转换器100的操作。为了实现ZVS操作，必须在导通下一个交换设备，如交换设备S1a之前去除存储在一个交换设备，如交换设备S1b中的输出电容Coss上的电荷QL1。在图200中，这种转变被示出为时间间隔t5和t6。
在正AC周期期间，如图200所示，由于在开启时刻t4时电感器电流IL1+的值较高，交换设备S1b自然实现ZVS操作。然而，对于另一个交换设备S1a，在交换时刻t5处可用的电感器电流IL1-的值较低可能不足以保证ZVS操作，并且可能需要改变频率以实现ZVS操作。
需要在交换设备S1a上去除并添加到交换设备S1b以实现ZVS操作的存储电荷QZVS1可以如等式(1)所示计算：
QZVS1＝2CossVdc (1)
其中，COSS是交换设备的输出电容，例如交换设备S1a。输出电容COSS通常可以从所使用的交换设备的数据表中获得。存储在电感器L1中的可用负电荷QL1由等式(2)给出：
其中，tdt是交换设备S1b的关断和交换设备S1a的导通之间的死区时间，IL1-是在S1a的导通时刻或之前的时间处的电感器L1的电流。IL1-的值由等式(3)给出：
其中，itavg是通过所有电感器L1、L2……Ln的平均总电流，n是相数，D是占空比，vac是AC电压，fs是高频交换网络108的交换频率，L1是第一相位126的电感值。
为了实现ZVS操作，可用电荷QL1需要等于存储电荷QZVS1。设置QL1＝QZVS1会产生交换频率，如等式(4)所示：
如下面将更详细地讨论的，交换频率fs然后可以与占空比D一起使用，以产生交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb用于高频交换网络108。上面所示的示例是基于AC电压vac为正的时间段。在AC电压vac为负的反期间，交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb将被逆转。
当使用多个相位时，例如示例性功率转换拓扑104中所示的三个相位，每个相位将在相位上平均间隔360/n度，其中，n是相位的数量。
图3为结合本发明实施例的各方面提供的用于操作双向AC/DC转换拓扑的示例性控制方案300的框图。示例性控制方案300适合于在上述并在图1中示出的示例性装置100的控制器102中使用，并且用于控制示例性装置100的逆变器运行，其中，功率从DC电压Vdc流向AC电压vac。
当作为逆变器运行时，参考信号120是对应于在作为逆变器运行时由装置100产生的期望AC电压vac的AC参考电压vac,ref，并且受控信号118对应于装置100产生的AC电压vac。电压控制环路114将参考电压vac,ref与AC电压vac进行比较，以确定第一误差信号e1。控制算法316应用于误差信号e1，以产生驱动AC电压vac朝其期望值所需的占空比D。在一个实施例中，控制算法316包括比例加积分控制算法。或者，可以有利地采用任何适当的环路补偿。
如上所述，高频交换网络108的交换频率fs用于保持ZVS操作。ZVS操作是通过调整112交换频率fs以产生在死区tdt期间由电感器L1提供的可用电荷QL1来实现的，该电荷QL1等于存储在高频交换设备S1a、S1b……Sna、Snb的输出电容122中的电荷QZVS1，如上文等式(4)所述。在逆变器运行期间，交换频率用于由电压控制环路114产生的占空比D、由功率转换拓扑104产生的AC电压vac、输入到功率转换拓扑104的DC电压Vdc以及流向AC电压it的总电流来配置。在图3所示的示例性实施例中，等式(4)用于计算112实现ZVS操作所需的交换频率fs。
在一个实施例中，低通滤波器302应用于总电流it以产生平均总电流itavg，并且交换频率基于平均总电流itavg配置。在某些实施例中，可能期望使用限制器306将交换频率fs限制为最大交换频率f's。有限的交换频率f's应用于压控振荡器304以产生频率参考信号308。频率参考信号308可以是三角形信号、锯齿形波形或适合于产生期望的交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb的任何期望类型的频率参考信号。
将频率参考信号308与由电压控制环路114产生的占空比D比较312，并将所得到的调制频率参考信号320提供给死区和相移发生器，以产生用于操作高频交换网络108的交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb。
在示例性功率转换拓扑104的一个实施例中，低频交换网络106以与AC电压vac相同的频率操作。低频交换网络106的控制信号S'A、S'B是通过将AC参考电压vac,ref与模拟接地318进行比较314来产生的。所得到的调制AC电压信号322被馈送到死区和相移发生器，以产生用于低频交换网络106的控制信号S'A、S'B。
图4示出了结合所公开实施例的各方面的双控制环路逆变器控制方案400的框图。在某些逆变器应用中，可能希望控制AC电压vac以及AC电流iac。示例性的双控制方案400包括类似于上述电压控制环路114的外部电压控制环路410，其中，受控信号118是AC电压vac，参考信号120是AC电压参考信号vac,ref。从参考信号120减去受控信号118提供第一误差信号e1。
将电压环路控制算法406应用于第一误差信号e1生成第二参考信号404。内部控制环路408接收第二控制信号404，并从第二参考信号404中减去交流电流iac以产生第二误差信号e2。将电流环路控制算法402应用于第二误差信号e2生成占空比D，占空比D用于适应交换频率fs并调制交换控制信号S'1a、S'1b……S'na、S'nb，如示例性控制方案300中所示。
图5示出了当示例性装置100作为整流器运行时高频交换网络108的第一相位126的初级波形的图500。在图500中，时间沿着横轴502向右增加，信号幅度沿着竖轴504向上增加。
图500描绘了高频交换器S1a、S1b在AC电压vac环路的正部分期间的操作。在AC电压vac环路的正部分期间，低频交换网络106的交换设备SA被关断，低频交换网络的交换设备SB被导通，并且参考电压120将为正。
高频交换网络108的第一相位126的主波形是周期性的，并且具有周期T，在图510下面用箭头标记。周期T等于交换频率T＝1/fs的倒数。占空比D对应于第一交换设备S1a在一段时间内保持导通的时间量，并在图506上方示出为间隔DT。死区时间是交换设备S1a和S1b的控制信号都被关断的间隔，并在图500中由间隔tdt指示。
图506示出了用于交换设备S1a和交换设备S1b的控制信号。第一交换设备S1a在S1aON指示的周期内导通，第二交换设备S1b在S1bON指示的周期内导通。
图508示出了通过第一电感器L1的电流IL1。最大电感器电流表示为IL1+，最小电感器电流表示为IL1-，平均电感器电流表示为IL1ave。
图510示出了第一交换设备vs1a和第二交换设备vs2a上的电压。在死区时间tdt期间，两个交换设备上的电压在零(0)到DC电压Vdc之间转变。例如，第二交换设备S1b在时间t5关断，并且在以下时间t5与t6之间的死区时间tdt期间，第二交换设备vs2a上的电压从零转变成DC电压Vdc。
在整流器运行期间，功率从功率转换拓扑104内的AC电压vac流动到DC电压Vdc。整流器运行期间的可用电荷QL1和存储电荷QZVS1与上面关于逆变器运行描述的相同，并由等式(1)和等式(2)给出。交换设备S1a导通前瞬间的电感器电流IL1-如等式(5)所示：
其中，等式(5)中的符号与上面参考等式(1)至(4)描述的相同。
为了实现ZVS操作，电感器在死区期间提供的可用电荷QL1必须等于存储在交换设备S1a的输出电容上的电荷QZVS1。将等式(2)中的可用电荷QL1设置为等于等式(1)给出的存储电荷QZVS1，用等式(5)代替电感器电流IL1-，并求解交换频率，产生整流器运行期间ZVS操作所需的交换频率fs，如等式(6)所示：
需要说明的是，与上述等式(4)中所示的逆变器运行相比，等式(6)中所示的整流器运行的交换频率fs与AC电压vac无关。
图6为结合本发明实施例的各方面提供的用于双向AC/DC功率转换拓扑的整流器运行的示例性控制方案600的示意性框图。示例性控制方案600适合于在上述并在图1中示出的示例性装置100的控制器102中使用，并且用于控制示例性装置100的整流器运行，其中，功率从AC电压vac流向DC电压Vdc。需要说明的是，示例性控制方案600的某些元件类似于上述示例性控制方案300中的对应元件，并参考图3，其中相同的参考文献指示相同的元件。
示例性控制方案600采用具有外部电压控制回环路616和内部电流控制环路618的双控制环路结构。在整流器运行期间，受控信号118对应于DC电压Vdc，参考信号120是所需的DC电压Vdc,ref。外部电压控制环路从参考信号Vdc,ref中减去DC电压Vdc，以确定DC电压误差信号eDC。将电压环路控制算法606应用于电压误差信号eDC生成电压控制信号604。在所示的实施例中，电压环路控制算法606包括比例加积分控制算法，然而，可以有利地采用任何适当的环路补偿。然后，电压控制信号604乘以612AC电压的绝对值|vac|，以产生电流参考信号iac,ref。
电流控制环路从电流参考信号iac,ref中减去AC电流的绝对值|iac|，以确定电流误差信号608。将电流环路控制算法622应用于电流误差信号608产生用于计算交换频率fs和产生调制频率参考信号320的占空比。整流器运行的交换频率fs是通过将等式(6)的关系应用于平均总电流itavg、DC电压Vdc和占空比D来产生的。任何适当的环路补偿都可以有利地用于电流环路控制算法622，例如比例加积分控制算法。
上述控制方案，包括控制方案300、400和600，可以使用任何适当的硬件、软件或其组合来实现，并且可以根据需要包括模拟和数字电路。例如，控制器102可以使用微控制器(MCU)或其它计算或处理设备来实现，或者控制器102可以根据需要基于数字和/或模拟电路的任何适当组合来实现。
图7示出了用于控制双向AC/DC功率转换拓扑的示例性方法700的流程图，例如上面并参考图1描述的示例性功率转换拓扑104。所公开实施例的示例性方法700涉及一种用于控制通过双向AC/DC功率转换拓扑的双向功率流并确保包含在双向AC/DC功率转换拓扑中的高频交换设备的ZVS操作的方法。双向AC/DC功率转换拓扑包括低频交换网络、高频交换网络和一个或多个电感器，其中，所述高频交换网络包括多个高频交换设备，功率转换拓扑用于在DC电压和AC电压之间传输功率。示例性方法700适合于在上面并参考图1描述的示例性装置100的控制器102中使用。
方法700开始于根据参考信号和受控信号生成702占空比。在一个示例中，功率转换拓扑可以作为逆变器运行，并且根据对应于期望AC电压的参考信号和对应于由功率转换拓扑产生的AC电压的受控信号来生成占空比。或者，当功率转换拓扑作为整流器运行时，参考信号可以对应于期望的DC电压，并且受控信号可以是由功率转换拓扑产生的DC电压。占空比是通过将控制算法应用于通过从参考信号中减去受控信号而确定的误差信号而产生的。
交换频率是基于总电流(it)确定704的，例如流过一个或多个电感器L1、L2……Ln的总电流(it)。如上所述，占空比D，以及DC电压Vdc和AC电压vac中的一个或多个。当作为逆变器工作时，DC电压Vdc和AC电压vac都与等式(4)结合使用，以确定交换频率。或者，当作为整流器运行时，DC电压与等式(6)结合使用，以确定交换频率。
在示例性方法700中，交换频率用于提供在死区期间由电流通过电感器产生的可用电荷QL1，所述电荷等于存储在高频交换设备的输出电容中的电荷QZVS1，例如上述高频交换网络108中的高频交换设备之一。确保可用电荷等于存储电荷促进高频交换网络108的ZVS操作。
在某些实施例中，将交换频率限制708为预定的最大值是有益的。例如，这对于避免超过为特定功率转换器实现选择的高频交换设备的设计限制是有用的。
然后，所得到的交换频率与占空比D一起使用，以产生用于操作高频交换网络中的高频交换设备的交换控制信号。
图8为结合本发明实施例的各方面提供的用于生成占空比D的示例性方法的流程图。当双向AC/DC功率转换拓扑作为逆变器运行时，示例性方法800适合于在上述示例性方法700中确定702占空比。
在所示的实施例中，示例性方法800确定802功率转换拓扑作为逆变器808或整流器810运行。当功率转换器作为逆变器808运行时，方法800通过从AC参考电压中减去AC电压来确定804第一误差信号。在逆变器运行期间，AC电压是功率转换拓扑的输出，AC参考电压对应于所需的AC输出电压。
第一控制算法被应用806于第一误差信号以生成占空比D。第一控制算法可以为适当类型的控制环路补偿或算法，例如，适当的比例加积分控制算法。
图9为结合本发明实施例的各方面提供的用于生成占空比D的示例性方法900的流程图。当双向AC/DC功率转换拓扑作为整流器运行时，示例性方法900适合于在上述图7的示例性方法700中确定702占空比。在图9的示例中，当确定802双向功率转换拓扑作为整流器810运行时，示例性方法900可以用作示例性方法800的延续。
如图9所示，在一个实施例中，通过从DC参考电压中减去DC电压，确定902DC电压误差信号，其中，DC电压是作为整流器运行时功率转换拓扑的输出。DC参考电压对应于电源转换拓扑产生的所需DC电压。
通过将DC电压环路控制算法应用于电压误差信号，产生904电压控制信号。可以有利地采用任何期望类型的控制环路补偿，例如比例加积分控制算法或其它适当类型的控制算法。然后，通过将电压控制信号乘以由功率转换拓扑输出的AC电压的绝对值，确定908AC电流参考信号。
占空比是通过将电流环路控制算法应用于AC电流误差信号而产生910的。与本文描述的其它控制算法类似，任何适当类型的环路补偿都可以有利地用于当前环路控制算法，例如比例加积分控制算法或所需的其它控制算法。
与现有技术方案相比，本文公开的控制方案和方法需要更少的感官设备来实现ZVS操作，同时保持最小RMS电流。更少的感官设备转化为更少的组件，从而提高成本和功率密度。由改进的控制方案和方法提供的高频交换器的宽范围ZVS操作导致较低的交换损耗，从而允许较高的交换频率，较高的交换频率通常转化为较高的功率密度。由装置100提供的双向功率流提供了将相同硬件用于广泛的应用的机会，例如逆变器应用、整流器应用和需要双向功率流的应用。
因此，尽管文中已示出、描述和指出应用于本发明的示例性实施例的本发明的基本新颖特征，但应理解，本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对所示出的设备和方法的形式和细节以及设置操作进行各种省略、取代和改变。进一步，明确地希望以大体相同的方式执行大体相同的功能以实现相同结果的那些元件的所有组合均在本发明的范围内。此外，应认识到，结合所公开的本发明的任何形式或实施例进行展示和/或描述的结构和/或元件可作为设计选择的通用项而并入所公开或描述或建议的任何其它形式或实施例中。因此，其意图仅如所附权利要求的范围所表明的那样加以限制。

Claims (15)

1.一种装置(100)，其特征在于，包括：
双向AC/DC功率转换拓扑(104)，包括低频交换网络(106)、高频交换网络(108)和一个或多个电感器(L1、L2……Ln)，其中，所述高频交换网络(108)包括多个高频交换设备(S1a、S1b……Sna、Snb)，其中，所述功率转换拓扑(104)用于在DC电压(Vdc)和AC电压(vac)之间传输功率；
控制器(102)，耦合到所述功率转换拓扑(104)，并用于接收所述DC电压(Vdc)、所述AC电压(vac)和流过所述一个或多个电感器(L1、L2……Ln)的总电流(it)，并产生用于操作所述高频交换设备(S1a、S1b……Sna、Snb)的高频交换控制信号(S'1a、S'1b……S'na、S'nb)，
其中，所述控制器(102)用于：
根据参考信号(120)和受控信号(118)生成占空比(D)；
根据所述总电流(it)、所述占空比(D)以及所述DC电压(Vdc)和所述AC电压(vac)中的一个或多个确定交换频率(fs)；
根据所述交换频率(fs)和所述占空比(D)生成116所述高频交换控制信号(S'1a、S'1b……S'na、S'nb)。
2.根据权利要求1所述的装置(100)，其特征在于，当所述装置(100)作为整流器运行时，所述交换频率(fs)是根据所述DC电压(Vdc)确定的，并且当所述装置(100)作为逆变器运行时，所述交换频率(fs)是根据所述DC电压(Vdc)和所述AC电压(vac)确定的。
3.根据权利要求1所述的装置(100)，其特征在于，所述交换频率(fs)用于在死区(tdt)期间产生由电感器(L1)提供的可用电荷(QL1)，其中，所述可用电荷等于所述高频交换设备(S1a、S1b……Sna、Snb)的输出电容(122)中的存储电荷(QZVS1)。
4.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述交换频率(fs)被限制在预定的最大频率(fs,max)。
5.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述功率转换拓扑(104)包括一个或多个相位(126)。
6.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述控制器(102)用于通过将低通滤波器(302)应用于所述总电流(it)来确定平均电流(itavg)，并根据所述平均电流(itavg)确定所述交换频率(fs)。
7.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，当所述装置(100)作为逆变器运行时，所述参考信号(120)包括AC参考电压(vac,ref)，所述受控信号包括所述AC电压(vac)，所述控制器(102)用于：
通过从所述AC参考电压(vac,ref)中减去所述AC电压(vac)来确定第一误差信号(e1)；
通过将第一控制算法(316)应用于所述第一误差信号(e1)，生成占空比(D)。
8.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述第一控制算法(316)包括比例加积分(proportional plus integral，PI)控制算法。
9.根据权利要求1至6中任一项所述的装置(100)，其特征在于，当所述装置(100)作为逆变器运行时，所述参考信号(120)包括AC参考电流(iac,ref)，所述受控信号包括对应于所述AC电压(vac)的AC电流(iac)，所述控制器(102)用于：
通过从所述AC参考电流(iac,ref)中减去所述AC电流(iac)来确定所述第一误差信号(e1)；
通过将所述第一控制算法(316)应用于所述第一误差信号(e1)，生成占空比(D)。
10.根据权利要求1至6中任一项所述的装置(100)，其特征在于，当所述装置(100)作为逆变器运行时，所述参考信号(120)包括所述AC参考电压(vac,ref)，所述受控信号包括所述AC电压(vac)，所述控制器(102)用于：
通过从所述AC参考电压(vac,ref)中减去所述AC电压(vac)来确定所述第一误差信号(e1)；
将电压环路控制算法(406)应用于所述第一误差信号(e1)，生成第二参考信号(404)；
通过从所述第一误差信号(e1)中减去所述AC电流(iac)来确定第二误差信号(e2)；
通过将电流环路控制算法(402)应用于所述第二误差信号(e2)，生成所述占空比(D)。
11.根据权利要求1至6中任一项所述的装置(100)，其特征在于，当所述装置(100)作为整流器运行时，所述参考信号(120)包括所述DC参考电压(Vdc,ref)，所述受控信号包括所述DC电压(Vdc)，所述控制器(102)用于：
通过从所述DC参考电压(Vdc,ref)中减去所述DC电压(Vdc)来确定DC电压误差信号(eDC)；
将DC电压环路控制算法(606)应用于所述电压误差信号(eDC)，生成电压控制信号(604)；
通过将所述电压控制信号(604)乘以所述AC电压的绝对值(|vac|)，生成AC电流参考信号(iac,ref)；
通过从所述AC电流参考信号(iac,ref)中减去所述AC电流的绝对值(|iac|)来确定AC电流误差信号(608)；
通过将AC电流环路控制算法(610)应用于所述AC电流误差信号(608)，生成所述占空比(D)。
12.一种用于操作双向AC/DC功率转换拓扑的方法(700)，其特征在于，所述双向AC/DC功率转换拓扑包括低频交换网络、高频交换网络和一个或多个电感器，其中，所述高频交换网络包括多个高频交换设备，所述功率转换拓扑用于在DC电压和AC电压之间传输功率，所述方法(700)包括：
根据参考信号和受控信号生成(702)占空比；
根据流过所述一个或多个电感器(L1、L2……Ln)的总电流(it)、所述占空比(D)以及所述DC电压(Vdc)和所述AC电压(vac)中的一个，确定(704)交换频率；
根据所述交换频率和所述占空比，生成(710)所述高频交换控制信号。
13.根据权利要求12所述的方法(700)，其特征在于，确定所述交换频率包括调整(706)所述交换频率以在死区期间产生由电感器提供的可用电荷，其中，所述可用电荷等于所述高频交换设备的输出电容中的存储电荷。
14.根据权利要求12或13所述的方法(700)，其特征在于，当所述功率转换拓扑作为逆变器(808)运行时，生成所述占空比(702)包括：
通过从AC参考电压中减去所述AC电压来确定(802)第一误差信号；
通过将第一控制算法应用于所述第一误差信号，生成(804)所述占空比。
15.根据权利要求12或13所述的方法(700)，其特征在于，当所述功率转换拓扑作为整流器(810)操作时，生成所述占空比(702)包括：
通过从所述DC参考电压中减去所述DC电压来确定(902)DC电压误差信号；
将DC电压环路控制算法应用于所述电压误差信号，生成(904)电压控制信号；
通过将所述电压控制信号乘以所述AC电压的绝对值，生成(906)AC电流参考信号；
通过从所述AC电流参考信号中减去所述AC电流的绝对值来确定(908)AC电流误差信号；
通过将AC电流环路控制算法应用于所述AC电流误差信号，生成(910)所述占空比。
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