CN117614266B - 正比型反γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。所述正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器包括直流电压源、反Γ源耦合电感倍压单元、直流变换器输出单元。反Γ源耦合电感倍压单元由一个二极管、一个电容和一个反接式耦合电感单元组成。直流变换器输出单元由一个输出二极管、一个输出电容和负载组成。所述正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器大大提升了电压增益。

Description

正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器及其控制 方法

技术领域

本发明属于电力电子变换器技术领域，特别涉及一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器及其控制方法。

背景技术

升压变换器广泛应用于分布式电源系统的前级变换器，实现升压功能。传统的升压变换器电路拓扑为Boost电路，理论上Boost电路的电压增益随着占空比的增加而增加，然而考虑到实际电路中的寄生等效串联阻抗，Boost电路的实际增益并不总是随着占空比的增加而变大，因此其升压能力十分有限，并不适用于高电压增益直流功率变换场合。

发明内容

本发明本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提出了一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器及其控制方法。

本发明通过以下技术方案实现：

本发明提出一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器，所述变换器包括直流电压源V_in、耦合电感绕组N₁、耦合电感绕组N₂、电容C₁、电容C₂、输出二极管D_o、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、功率开关S₁、功率开关S₂和电阻R；

直流电压源V_in的正极与耦合电感绕组N₁的同名端相连；耦合电感绕组N₁的异名端与电容C₁负极与耦合电感绕组N₂的异名端相连；耦合电感绕组N₂的同名端与二极管D₁的正极以及功率开关S₂的漏极相连；电容C₁正极与二极管D₁的负极、二极管D₃的正极以及输出二极管D_o的正极相连；输出二极管D_o的负极与输出电容C_o的正极和电阻R的一端相连；输出电容C_o的负极、电阻R的另一端、功率开关S₂的源极、二极管D₂的正极、电容C₂的一端相连；电容C₂的另一端与功率开关S₁的漏极和二极管D₃的负极相连；直流电压源V_in的负极、二极管D₂的负极以及功率开关S₁的源极相连。

本发明还提出一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器的控制方法，所述控制方法具体为，正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器控制信号V_gs，其控制功率开关S₁、S₂的通断，耦合电感的绕组电流i_N1、i_N2，二极管D₁的电压V_D1，二极管D₂的电压V_D2，二极管D₃的电压V_D3，输出二极管D_o的电压V_Do，功率开关S₁的电压V_S1、功率开关S₂的电压V_S2，其整个控制过程分为2个开关模态，分别为开关模态1和开关模态2，具体描述如下：

开关模态1，对应时间段的[t₁,t₂]：在此阶段，功率开关管S₁和S₂导通，直流电压V_in和电容C₂通过开关管S₁和S₂给耦合电感绕组N₁和N₂充电；耦合电感绕组N₂通过二极管D₁给电容C₁充电；输出二极管D_o、二极管D₂、D₃反偏截止，输出电容C_o给负载电阻R独立供电，开关模态1结束；

开关模态2，对应时间段的[t₂,t₃]：功率开关管S₁和S₂关断，二极管D₁反偏截止，直流电压V_in、电容C₁和耦合电感绕组N₁通过输出二极管D_o给负载R和输出电容C_o供电，同时直流电压V_in、电容C₁和耦合电感绕组N₁通过输出二极管D₂和D₃给电容C₂充电，当耦合电感绕组电流i_N1降到最低时，开关模态2结束；

由上述分析可得增益表达式为：

其中D为功率开关管S₁和S₂导通占空比，其工作范围为(0,1)，耦合电感的匝数比分别为N＝N₂:N₁。

本发明的有益效果是：

本发明提出的正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器及其控制方法具有较高的电压增益，适用于高电压增益直流功率变换场合。

附图说明

图1为正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器；

图2为正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器的主要波形图；

图3为正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器开关模态的等效电路图，其中(a)为开关模态1的等效电路图；(b)为开关模态2的等效电路图；

图4为当输入电压V_in＝28V，输出电压V_o＝100V时的实验波形，其中(a)为输出电容电压约100V和输入电压28V的电压波形；(b)为电容C₁和C₂的电压波形。

图中标号说明：Vin为直流电压源，S1、S2为功率开关管,D1为第一二极管，D2为第二二极管，D3为第三二极管，Do为输出二极管，Co为输出电容，R为负载，N₁、N₂为耦合电感的两个绕组，耦合电感的匝数比分别为n＝N₂:N₁。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明提出了一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器，直流电压源V_in的正极与耦合电感绕组N₁的同名端相连；耦合电感绕组N₁的异名端与电容C₁负极、耦合电感绕组N₂的异名端相连；耦合电感绕组N₂的同名端与二极管D₁的正极以及功率开关S₂的漏极相连；电容C₁正极与二极管D₁的负极、二极管D₃的正极以及输出二极管D_o的正极相连；输出二极管D_o的负极与输出电容C_o的正极和电阻R的一端相连，输出电容C_o的负极、电阻R的另一端、功率开关S₂的源极、二极管D₂的正极、电容C₂的一端相连；电容C₂的另一端与功率开关S₁的漏极和二极管D₃的负极相连；直流电压源V_in的负极、二极管D₂的负极以及功率开关S₁的源极相连。

本发明还提出一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器的控制方法，所述控制方法具体为，本发明正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器控制信号V_gs，其同时控制功率开关S₁、S₂的通断，耦合电感的绕组电流i_N1、i_N2，二极管D₁的电压V_D1，二极管D₂的电压V_D2，二极管D₃的电压V_D3，输出二极管D_o的电压V_Do，功率开关S₁的电压V_S1、功率开关S₂的电压V_S2的波形如图2所示，其工作过程分为2个开关模态，分别为开关模态1和开关模态2，具体描述如下：

开关模态1，对应图2中的时间段[t₁,t₂]：等效电路如图3中的(a)所示，在此阶段，功率开关管S₁和S₂导通，直流电压V_in和电容C₂通过开关管S₁和S₂给耦合电感绕组N₁和N₂充电；由于磁感应原理，耦合电感绕组N₂通过二极管D₁给电容C₁充电；输出二极管D_o、二极管D₂、D₃反偏截止，输出电容C_o给负载电阻R独立供电，开关模态1结束；

开关模态2，对应图2中的时间段[t₂,t₃]：等效电路如图3中的(b)所示，功率开关管S₁和S₂关断，二极管D₁反偏截止，直流电压V_in、电容C₁和耦合电感绕组N₁通过输出二极管D_o给负载R和输出电容C_o供电，同时直流电压V_in、电容C₁和耦合电感绕组N₁通过输出二极管D₂和D₃给电容C₂充电，当耦合电感绕组电流i_N1降到最低时，开关模态2结束；

由上述分析可得增益表达式为：

其中D为功率开关管S₁和S₂导通占空比，其工作范围为(0,1)，耦合电感的匝数比分别为N＝N₂:N₁。

下面通过具体实验的数据说明采用本发明结构的有益效果：

如图4所示，输入电压V_in＝28V，输出电压V_o＝100V，n＝0.2，D＝0.2,负载R＝100Ω。图4中的(a)为输出电容电压约100V和输入电压28V。图4中的(b)为电容C₁和C₂的电压波形，分别为32V和100V。从图4中的(a)中可以看出，正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器具有较高的电压增益。

Claims (1)

1.一种正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器的控制方法，其特征在于，所述变换器包括：直流电压源V_in、耦合电感绕组N₁、耦合电感绕组N₂、电容C₁、电容C₂、输出电容C_o、输出二极管D_o、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、功率开关S₁、功率开关S₂和电阻R；

直流电压源V_in的正极与耦合电感绕组N₁的同名端相连；耦合电感绕组N₁的异名端分别与电容C₁负极和耦合电感绕组N₂的异名端相连；耦合电感绕组N₂的同名端与二极管D₁的正极以及功率开关S₂的漏极相连；电容C₁正极与二极管D₁的负极、二极管D₃的正极以及输出二极管D_o的正极相连；输出二极管D_o的负极与输出电容C_o的正极和电阻R的一端相连；输出电容C_o的负极、电阻R的另一端、功率开关S₂的源极、二极管D₂的正极、电容C₂的一端相连；电容C₂的另一端与功率开关S₁的漏极和二极管D₃的负极相连；直流电压源V_in的负极、二极管D₂的负极以及功率开关S₁的源极相连；

所述控制方法具体为，正比型反Γ源耦合电感双开关直流升压网络变换器控制信号V_gs，其控制功率开关S₁、S₂的通断，耦合电感的绕组电流i_N1、i_N2，二极管D₁的电压V_D1，二极管D₂的电压V_D2，二极管D₃的电压V_D3，输出二极管D_o的电压V_Do，功率开关S₁的电压V_S1、功率开关S₂的电压V_S2，其整个控制过程分为2个开关模态，分别为开关模态1和开关模态2，具体描述如下：

开关模态1，对应时间段[t₁,t₂]：在此阶段，功率开关管S₁和S₂导通，直流电压V_in和电容C₂通过开关管S₁和S₂给耦合电感绕组N₁和N₂充电；耦合电感绕组N₂通过二极管D₁给电容C₁充电；输出二极管D_o、二极管D₂、D₃反偏截止，输出电容C_o给负载电阻R独立供电，开关模态1结束；

开关模态2，对应时间段[t₂,t₃]：功率开关管S₁和S₂关断，二极管D₁反偏截止，直流电压V_in、电容C₁和耦合电感绕组N₁通过输出二极管D_o给负载R和输出电容C_o供电，同时直流电压V_in、电容C₁和耦合电感绕组N₁通过输出二极管D₂和D₃给电容C₂充电，当耦合电感绕组电流i_N1降到最低时，开关模态2结束；

由上述分析可得增益表达式为：

其中D为功率开关管S₁和S₂导通占空比，其工作范围为(0,1)，耦合电感的匝数比分别为N＝N₂:N₁。