CN117498732A - 一种永磁同步电机续流储能消磁装置及其实现方法 - Google Patents

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CN117498732A CN202311446402.XA CN202311446402A CN117498732A CN 117498732 A CN117498732 A CN 117498732A CN 202311446402 A CN202311446402 A CN 202311446402A CN 117498732 A CN117498732 A CN 117498732A
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刘岩山
张永康
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NANJING KINGDOM NEW CONTROL INSTRUMENT CO Ltd
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    • H02H7/0805—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors for synchronous motors

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机续流储能消磁装置及其实现方法，装置包括永磁同步电机功率驱动模块，续流储能模块和对于不同电源VDC电压均统一为采样储能电容充电回路电流变化来监测消磁完成情况的监测模块；续流储能模块包括开关管T8、二极管VD1、VD2、VD3及电容C3；VD1以正向跨接在电源正极至功率驱动模块供电母线之间；电容C3负极与电源正极相接，电容C3正极与开关管T8高电位端相接，开关管T8低电位端与二极管VD1阴极相接，开关管T8控制端与单片机输出相接；VD3和VD2正向串接后构成续流储能模块中续流二极管，以及用于监测模块中采样电路从正向串接的VD3和VD2两端获取电压，单片机通过监测模块对电容充电回路中小电流采样，做为判断消磁是否完成的条件。

Description

一种永磁同步电机续流储能消磁装置及其实现方法
技术领域
本发明涉及永磁同步电机的技术领域，具体地讲涉及三相定子绕组星形接法的永磁同步电机停机续流储能消除剩磁的装置及其实现方法。
背景技术
一、在介绍背景技术之前，本申请人首先对与现有技术中相关联的主要器件有关特性基础理论进行说明：
⑴对于MOS管阐述如下：
对于大功率MOS管来说，MOS管的漏极(D)和源极(S)之间存在由生产工艺造成的寄生二极管(体二极管)，寄生二极管的作用：当电路中产生很大的瞬间反向电流时，可以通过这个二极管导出来，不至于击穿这个MOS管(起到保护MOS管的作用)；大功率MOS管用于三相永磁同步电机的功率驱动模块中功率桥臂时，其寄生二极管与外接的用于续流的二极管共同(当寄生二极管完全能够承担所通续流大小时，可以不增加外接的用于续流的二极管)完成：电机正常运转时从通电切换为断电的相及停机时切断的通电相，产生的反向电动势续流、消磁；
MOS管分为N沟道和P沟道两种，NMOS管寄生二极管的正极在源极(S)上,负极在漏极(D)上,而PMOS管寄生二极管的正极在漏极(D)上,负极在源极(S)上；NMOS管和PMOS管当作开关使用时,其电流方向是不一样的：NMOS管当作开关使用时，电流ID的方向由漏极(D)指向源极(S)；PMOS管当作开关使用时，电流ID的方向由源极(S)指向漏极(D)；
MOS管与三极管不同,是可以反向导通的；MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压满足导通条件时,电流ID可以从漏极(D)流向源极(S)，电流ID也可以从源极(S)流向漏极(D)，其电流ID方向取决于加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向，具体是：
①对于NMOS管：当加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向源极(S)，是做为开关使用，电流ID的方向由漏极(D)指向源极(S)，此时仅当MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压满足导通条件时,NMOS管才能够导通，否则NMOS管截止；当加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向漏极(D)时，经NMOS管的寄生二极管导通直接形成方向从源极(S)指向漏极(D)的电流ID，并在寄生二极管上产生0.7V左右的导通压降，此时若MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压满足导通条件时,NMOS管导通，将导通的寄生二极管短接，使经寄生二极管导通产生的电流ID从NMOS管控制的导通通路流过，从而仅是使寄生二极管上不产生功耗，故，由于NMOS管中寄生二极管的存在，所以当加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向漏极(D)时，不管MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压是否满足导通条件，均有方向从源极(S)指向漏极(D)的电流ID存在；
②对于PMOS管：当加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向漏极(D)，是做为开关使用，电流ID的方向由源极(S)指向漏极(D)，此时仅当MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压满足导通条件时,PMOS管才能够导通，否则PMOS管截止；当加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向源极(S)时，经PMOS管的寄生二极管导通直接形成方向从漏极(D)指向源极(S)的电流ID，并在寄生二极管上产生0.7V左右的导通压降，此时若MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压满足导通条件时,PMOS管导通，将导通的寄生二极管短接，使经寄生二极管导通产生的电流ID从PMOS管控制的导通通路流过，从而仅是使寄生二极管上不产生功耗，故，由于PMOS管中寄生二极管的存在，所以当加于漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向源极(S)时，不管MOS管栅极(G)与源极(S)之间控制电压是否满足导通条件，均有方向从漏极(D)指向源极(S)的电流ID存在。
通过以上①和②中分析可知，由于大功率MOS管的漏极(D)和源极(S)之间存在由生产工艺造成的寄生二极管(体二极管)，所以单片大功率MOS管不能够做为双向的开关使用。为了克服寄生二极管存在影响MOS管做为双向开关使用时存在的技术性问题，现有技术中己得到有效的解决，如采用将两个NMOS管背对背连接，两个NMOS管的源极端子和栅极端子彼此共用。由于本申请中MOS管不做为双向开关使用，故在此不祥细阐述两个NMOS管构成的双向开关具体电路。
⑵IGBT管阐述如下：
IGBT管本身不像MOS管那样内部有一个寄生二极管，即通常说的IGBT管就是一个元件，是不带续流二极管(阻尼二极管)的。而IGBT模块，都是将“IGBT+续流二极管(阻尼二极管)”集成在一个整体部件中，所以IGBT模块中的续流二极管(阻尼二极管)是事后集成的。IGBT管的三个极分别是集电极(C)、发射极(E)和栅极(G)(栅极相当于三极管的基极)。IGBT管是由BJT(双极型三极管)和MOS管组成的复合全控型电压驱动式电力电子器件，其输入级为MOS管，输出级为双极型三极管，从而通常(常规)的IGBT管做为开关使用时，仅能用于单向；
针对常规IGBT管做为开关使用时只能够单向的问题，提出了一种五层四段结构的新型双向IGBT功率半导体器件，其核心是以平面栅型IGBT为基础，通过对新器件采取对称机构和两路输入控制的方法，从而达到对新器件双向控制的目的，可实现双向导通和双向阻断。故现有技术中，若采用的IGBT管为双向，必须特别说明采用的IGBT管为双向IGBT管。
IGBT管用于三相永磁同步电机的功率驱动模块中功率桥臂时，其IGBT管为己集成了续流二极管的IGBT模块，集成的续流二极管用于完成：电机正常运转时从通电切换为断电的相及停机时切断的通电相，产生的反向电动势续流、消磁；
二、对相关领域与现有技术相关联的申请号为2012202368353的一种用于织机直接主传动的电机驱动系统(同样的发明创造同日申请的发明专利申请号为2012101639259)，技术方案阐述如下：
该申请在其现有技术驱动三相开关磁阻电机的功率变换器电路的基础上，增设了用于储能的电容CCD，用于向三相开关磁阻电机绕阻A、B、C施加高电压的公共的功率开关器件QCD，以及用于为正常向三相开关磁阻电机绕阻A、B、C供电提供通路的功率二极管VDCD；功率二极管VDCD跨接在电源VDC向其现有技术驱动三相开关磁阻电机的功率变换器电路供电的母线上，其功率二极管VDCD的阳极与电源VDC的滤波电容CDC的正极，功率二极管VDCD的阴极接入功率变换器电路供电的母线上；功率开关器件QCD的集电极与储能电容CCD的正极相连接，其发射极与功率二极管VDCD的阴极相连接；储能电容CCD的负极与电源VDC的滤波电容CDC的正极相连接；将其现有技术驱动三相开关磁阻电机的功率变换器电路中，功率二极管VDAH、VDBH及VDCH的阴极从供电的母线上移接入储能电容CCD的正极。并对应改进后的驱动三相开关磁阻电机的功率变换器电路，进行相应控制实现：停机后电机绕阻A、B、C产生的反向电动势通过功率二极管VDAH、VDBH及VDCH向储能电容CCD充电储能，产生储能电压VCD；启动电机时，控制功率开关器件QCD导通，釆用电源VDC叠加储能电压VCD进行高压向供电母线供电，使电机绕组中通过较大的电流，达到提高电机的起动转矩，以满足三相开关磁阻电机快速启动的要求；电机启动后，控制功率开关器件QCD关闭，电源VDC经功率二极管VDCD向供电母线供电，使电机绕组恢复为正常供电的电源VDC下工作。
从该申请的附图中功率开关器件的图标，以及其说明书中对功率开关器件的三个极性的描述，本领域技术人员可以毫无疑义地确定：其所述的7个功率开关器件为IGBT管，不是IGBT模块，故其所述的功率开关器件中不带续流二极管(阻尼二极管)。并经分析，本申请人认为申请号为2012202368353的一种用于织机直接主传动的电机驱动系统，具有实用性。
三、对本申请的背景技术进行如下阐述：
永磁同步电动机具有结构简单，体积小、重量轻、损耗小、效率高、功率因数高等优点，主要用于要求响应快速、调速范围宽、定位准确的高性能伺服传动系统和直流电机的更新替代电机。
永磁同步电动机在带载起动的情况，如果前一次停机仍然存在剩磁在电机绕组内，会对永磁同步电动机的起动和转速追踪造成影响。现有的永磁同步电机停机后定子三相绕组中产生的反向电动势，通过驱动模块中并接在开关管上的续流二极管(若开关管为MOS管，则通过MOS管上寄生二极管，当寄生二极管功率不够时，再并接一用于续流的二极管，与寄生二极管共同完成续流)导通直接经供电储电和放电，进行消磁，但难以得知剩磁的消除情况，从而无法确定永磁同步电机在后一次起动时剩磁是否已经消除至安全范围。
永磁同步电动机起动时通流励磁过程，其达到正常起动转矩的长短将直接影响到电机的起动性能。现有的做法是常压励磁，通过电源供电励磁，该电源电压和同步电机额定电压相等。使用常压励磁方式，电流无法立即上升到励磁的所需值，从而达到正常起动转矩的时间长，启动速度慢，导致永磁同步电机起动的效率不够高。
针对以上现有技术中存在的问题，对三相定子绕组星形接法的永磁同步电机，同一申请人于2019年7月25日同时申请了3个发明，以不同的设置装置和相应方法实现：停机时，续流消除剩磁且将续流运用电容进行升压储能；起动时，采用由供电的电源串加电容上电压限时以高压加入电机功率驱动模块的母线上，进行高压励磁，缩短起动过程，提高电机起动效率，限时后由供电的电源正常供电，维持电机正常运转；其中有2个发明中还采用监测电路能够监测到停机消除剩磁情况，从而实现了下一次起动电机时，能够有效地避免剩磁过多对电机的起动和转速追踪造成的不良影响。以上3个发明分别是：申请号2019106755101、名称为同步电机的励磁控制装置及使用方法；申请号2019106755296、名称为永磁同步电机二极管续流消除剩磁装置及使用方法；申请号2019106755277、名称为永磁同步电机MOS管续流消除剩磁装置及消磁方法。并且以上3个申请均被本领域审查确认均具有新颖性、创造性和实用性。
本申请人通过对以上3个发明技术方案的分析，毫无疑义的确定均是通过其申请日前的申请号为2012202368353的一种用于织机直接主传动的电机驱动系统中，增设的技术方案转用而来。并且通过对以上3个发明的技术方案研究发现，分别存在如下缺陷和技术性的问题：
⑴共同存在的问题是：毫无疑义的确定，方法技术方案是基于MOS管中没有寄生的二极管而实现的，否则，对于申请号2019106755101和2019106755277中号称停机储能、消磁方法不能够再现，对于申请号2019106755296，去掉(不需要)其装置中二极管VD1、二极管VD2及二极管VD3后，存在有比其更有效的停机储能、消磁方法；并且毫无疑义的确定，本领域技术人员众所周知，现有技术驱动模块中MOS管为大功率MOS管：对于申请号2019106755101和2019106755277中，MOS管Q1(MOS管T1)、MOS管Q2(MOS管T2)、MOS管Q3(MOS管T3)、MOS管Q4(MOS管T4)、MOS管Q5(MOS管T5)及MOS管Q6(MOS管T6)正因为有寄生二极管起续流作用，才能够有效地维持同步电机正常运转；对于申请号2019106755296，由于MOS管Q6上接有用于续流的二极管VD2，从而其驱动模块中MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4及MOS管Q5中正因为有寄生二极管起续流作用，才能够有效地维持同步电机正常运转，但是，虽然二极管VD1相当于用于MOS管Q4关断时相应相续流，二极管VD3相当于用于MOS管Q2关断时相应相续流，而二极管VD1和二极管VD3续流是向高位的储能电容C2充电，且不能够通过桥臂的上管导通相进行续流，从而不够快速释放反向电动势和消磁，故电机运转过程中，只有通过MOS管Q1和MOS管Q5中寄生二极管(或与并接在MOS管两端的续流二极管共同)续流，经桥臂上管导通相快速释放反向电动势和消磁，有效地维持同步电机正常运转。
⑵对于申请号为2019106755101，名称为同步电机的励磁控制装置及使用方法，分析如下：
该申请的装置中，把现有技术的三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的以MOS管为功率管的驱动模块中，认定其MOS管(T1、T2、T3、T4、T5、T6)中不存在寄生二极管而进行的方案设置，且其增设的MOS管(T7、T8、T9、T10)同样认定为不存在寄生二极管；装置方案具体是：将增设的MOS管T8的漏极(D)与三相定子绕组星形接法的中心点相连接，源极(S)与现有技术中对驱动模块供电的电源(VDC1)负极相连接；将电源(VDC1)的正极与现有技术中驱动模块供电母线断开，增设二极管VD1串接在电源(VDC1)的正极与现有技术中驱动模块供电母线之间，二极管VD1的阳极与电源(VDC1)的正极相连接，二极管VD1的阴极接入现有技术中驱动模块供电母线；增设储能电容C2，电容C2的负极与电源(VDC1)的正极相连接，电容C2的正极与增设的MOS管T7的漏极(D)、MOS管T9的源极(S)及MOS管T10的源极(S)相连接；增设电源VDC2，其正极与MOS管T10的漏极(D)相连接，负极与电源(VDC1)的正极相连接；MOS管T7的源极(S)接入现有技术中驱动模块供电母线上；增设二极管VD2，其阳极接入现有技术中驱动模块供电母线上，阴极与MOS管T9的漏极(D)相连接；
其中，增设的MOS管T8配合增设的MOS管T9和二极管VD2，用于电机停机后，将电机三相中反向电动势向电容C2储能和消磁；
若电容C2储能达不到要求时，控制MOS管T10导通，由电源VDC2向电容C2补充储能，该技术方案不在本申请讨论的范围，故不对电源VDC2向电容C2补充储能方案进行分析；
增设的MOS管T8配合增设的MOS管T7，用于电机启动时，开通并限时关断，釆用电源(VDC1)串加电容C2上的储能对电机增加启动电压，且将桥臂中所有上臂MOS管控制导通对对应相通流，并号称该方法能够实现对电机三相的顺序励磁，缩短同步电机的起动过程，提高同步电机起动效率；
电机启动后，关闭MOS管T7，由电源(VDC1)经二极管VD1向驱动模块供电，号称电机能够正常运行，实际上是不能够正常运行的，因为该申请的MOS管中必须不能够有寄生二极管，否则，其停机储能和消磁方法不成立；
对该申请具体分析如下：
①由于MOS管中实际上是存在寄生二极管，因为其寄生二极管是由生产工艺造成的；从而停机时：当A相是对应桥臂下管MOS管T4关断产生的反向电动势，则通对应桥臂上管MOS管T1中寄生二极管续流后，再经MOS管T7中寄生二极管续流向储能电容C2充电；当B相是对应桥臂下管MOS管T6关断产生的反向电动势，则通对应桥臂上管MOS管T3中寄生二极管续流后，再经MOS管T7中寄生二极管续流向储能电容C2充电；当C相是对应桥臂下管MOS管T2关断产生的反向电动势，则通对应桥臂上管MOS管T5中寄生二极管续流后，再经MOS管T7中寄生二极管续流向储能电容C2充电；本领域人员众所周知：三个桥臂中不存在均是在下管导通后对应相通电时停机，而是有的桥臂在上管导通和有的桥臂在下管导通时进行停机，故停机时，实际上是桥臂在下管导通对应相产生的反向电动势与桥臂在上管导通对应相产生的反向电动势串联相加后，经桥臂在下管导通时的上管中寄生二极管续流后，再经MOS管T7中寄生二极管续流向储能电容C2充电，经电容C1和VDC后，从桥臂在上管导通时的下管中寄生二极管续流构成释放、充电路；注：以上停机后分析是在不对MOS管控制的情况下自然实现的；
②假设MOS管中不存在寄生二极管的情况下，对其对应装置的使用方法进行分析：
对应装置的使用方法的步骤二中记载到“当同步电机需要励磁起动时：单片机控制MOS管T1、MOS管T3、MOS管T5导通，单片机控制MOS管T2、MOS管T4、MOS管T6、MOS管T8、MOS管T9以及MOS管T10一直处于关断状态，同时单片机控制MOS管T7导通1s～2s后关断，将电容C2中能量用于电励磁中，励磁完成后，电机具备起动条件；”，由于MOS管T8处于关断状态，故三相中不可能通流形成磁场，退一步讲，即使将MOS管T8控制导通，三相中通流形成磁场也是固定磁场，而不是旋转磁场，此时这一固定磁场，根本不是起动所需要的旋转磁场，但其效果中又号称因用高于正常驱动电压施加在电机绕组两端，实现了对电机三相的顺序励磁，本领域技术人员真不知晓其以上效果怎么来的。
对应装置的使用方法的步骤二中记载到“当同步电机停机时：单片机控制MOS管T8、MOS管T9导通，依次控制MOS管T1导通0.3s～0.6s、MOS管T3导通0.3s～0.6s以及MOS管T5导通0.3s～0.6s，单片机控制MOS管T2、MOS管T4、MOS管T6、MOS管T7和MOS管T10一直处于关断状态，当剩余能量回馈完成时，单片机控制MOS管T8、MOS管T9关断。”，问题来了：
假设三相中均是在其对应桥臂下管导通时关断停机产生的反向电动势，对相应相上反向电动势释放控制的对应桥臂上管导通，其时间设定为0.3s～0.6s：若0.3s～0.6s内，时间没有结束反向电动势就释放完成，由于电源VDC1经二极管VD1作用于MOS管的漏极(D)，从而桥臂导通的MOS管在剩余时间里，因漏极(D)与源极(S)之间电压的方向指向漏极(D)，将导致电源VDC1向释放的反向电动势相通流，从而设定导通时间过长，完全释放后的剩余时间里产生了导通电流，若减少设定导通时间，又会发生时间到关断导通MOS管后，释放相中反向电动势没有释放完毕，即剩磁没有达到安全范围，所以停机后，该申请采用定时控制释放相对应的MOS管导通不可靠；且该申请采用依次控制MOS管T1导通0.3s～0.6s、MOS管T3导通0.3s～0.6s以及MOS管T5导通0.3s～0.6s，停机后整体延长了释放和消磁的时间，起不到快速的作用；
由于实际的三相中，不可能均是在其对应桥臂下管导通时关断停机产生的反向电动势，三相中一定存在，在桥臂上管导通时关断停机产生的反向电动势的对应相，而桥臂上管导通时关断停机产生的反向电动势的对应相，在对其桥臂上管再次控制导通时，不仅不能够释放该相中的反向电动势，电源VDC1叠加该相反向电动势后在该相中产生冲击电流，从而损坏导的MOS管。
③由于现有技术永磁同步电机的三相驱动模块中采用的MOS管为大功率MOS管，其MOS管实际上是存在寄生二极管，故，对MOS管中存在寄生二极管的情况下，对该申请中，对应装置的使用方法进行分析：
对应装置的使用方法的步骤二中记载到“当同步电机停机时：单片机控制MOS管T8、MOS管T9导通，依次控制MOS管T1导通0.3s～0.6s、MOS管T3导通0.3s～0.6s以及MOS管T5导通0.3s～0.6s，单片机控制MOS管T2、MOS管T4、MOS管T6、MOS管T7和MOS管T10一直处于关断状态，当剩余能量回馈完成时，单片机控制MOS管T8、MOS管T9关断。”，问题来了：
由于MOS管T7中存在寄生二极管，从而停机后，控制MOS管T9导通没有什么作用，因为此时到达母线上的续流是经过MOS管T7中的寄生二极管续流向储能电容C2充电；假设MOS管T7中不存在寄生二极管，从而停机后，到达母线上的续流是经过二极管VD2、MOS管T9中的寄生二极管续流向储能电容C2充电，对MOS管T9的控制导通，对其MOS管上已导通的寄生二极管仅是短接，使经寄生二极管导通产生的续流从MOS管控制的导通通路流过，从而使寄生二极管上不产生功耗；
对MOS管T1、MOS管T3及MOS管T5的控制导通，对其MOS管上已导通的寄生二极管仅是短接，使经寄生二极管导通产生的续流从MOS管控制的导通通路流过，从而使寄生二极管上不产生功耗；对MOS管T8的控制导通，同样是对MOS管T8上已导通的寄生二极管仅是短接，使经寄生二极管导通产生的续流从MOS管T8控制的导通通路流过，从而使寄生二极管上不产生功耗；
由于MOS管中存在的寄生二极管起续流作用，故其依次控制的MOS管T1导通0.3s～0.6s、MOS管T3导通0.3s～0.6s及MOS管T5导通0.3s～0.6s，导通后的MOS管T3和MOS管T5，十有八九会发生电源向对应相通流的问题；
故：由于MOS管中寄生二极管的存在：停机后控制MOS管通导，仅是将对应该MOS管己导通的寄生二极管短接，使经寄生二极管导通产生的续流从MOS管控制的导通通路流过，从而使寄生二极管上不产生功耗；且当反相电动势没有释放结束，控制开启的MOS管关断，是不能够关断反向电动势继续释放的过程，会继续经MOS管中寄生二极管续流；停机后不控制MOS管通导，照样自然的会通过MOS管中寄生二极管进行释放反向电动势，进行储能和消磁，所以依次控制的MOS管T1、MOS管T3及MOS管T5定时导通，十有八九会发生电源向对应相通流的问题；
若不考虑MOS管存在的寄生二极管起续流作用，一旦单片机失电时停机，三相中反向电动势将无法释放，即无法进行储能和消磁。
⑶对于申请号为2019106755277、名称为永磁同步电机MOS管续流消除剩磁装置及消磁方法，分析如下：
该申请的装置中，把现有技术的三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的以MOS管为功率管的驱动模块中，同样认定其MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6)中不存在寄生二极管而进行的方案设置，且其增设的MOS管(Q7、Q8)同样认定为不存在寄生二极管；装置方案具体是：
将电源(VDC1)的正极与现有技术中驱动模块供电母线断开，增设二极管VD1串接在电源(VDC)的正极与现有技术中驱动模块供电母线之间，二极管VD1的阳极与电源(VDC)的正极相连接，二极管VD1的阴极接入现有技术中驱动模块供电母线；增设储能电容C2，电容C2的负极与电源(VDC)的正极相连接，电容C2的正极与增设的MOS管Q7的漏极(D)相连接；MOS管Q7的源极(S)接入现有技术中驱动模块供电母线上；将增设的MOS管Q8的漏极(D)与三相定子绕组星形接法的中心点相连接；增设电阻R1和二极管VD2及放大电路，二极管VD2的阴极与MOS管Q8的源极(S)相连接，二极管VD2的阳极串接电阻R1后与电源(VDC)的负极相连接，从二极管VD2的阳极与电阻R1的连接线上引线至放大电路输入端；增设从电容C2的正极到电源(VDC)负极的分压电路；
其中：
所述分压电路，用于电源(VDC)小于等于48V时，停机后，通过釆集电容C2正极对地的采样电压的变化率，来判断消磁是否完成；
所述电阻R1和放大电路，用于电源(VDC)大于48V时，停机后，通过电阻R1釆集电压计算出采样电流的大小，来判断消磁是否完成；
增设的MOS管Q7配合增设的MOS管Q8，用于电机停机后，将电机三相中反向电动势向电容C2储能和消磁；
增设的MOS管Q7，还用于电机起动时，开通并限时关断，釆用电源(VDC)串加电容C2上的储能对电机增加启动电压，该申请中电机起动时没有记载励磁对驱动模块的桥臂中MOS管的控制方法，从而本申请人认定是保持现有技术中对电机三相的顺序励磁的控制方法，由于加的高压，从而缩短同步电机的起动过程，提高同步电机起动效率；
电机启动后，关闭MOS管Q7，由电源(VDC)经二极管VD1向驱动模块供电，电机正常运行；
实际上该申请中电机是不能够有效运转的，因为该申请的MOS管中必须不能够有寄生二极管，否则，其停机储能和消磁方法不成立；
对该申请具体分析如下：
由于该申请相当于为了克服申请号为2019106755101，名称为同步电机的励磁控制装置及使用方法中，停电机后依次定时控制桥臂上管导通释放对应相反向电动势时，存在的不可靠的问题，从而停电机后，采用依次实时控制相应桥臂的上MOS管导通，使对应相上产生的反向电动势，通过其导通的MOS管续流经控制导通的MOS管Q7向储能电容C2充电：
当电源VDC的电压大于48V时，实时待监测到反相电动势释放相的电流小于等于第一预设值时，认定反相电动势释放相释放和消磁完成，关断该释放相对应导通的MOS管，并控制下一相对应的桥臂的上MOS管导通，使该相上产生的反向电动势，通过其导通的MOS管续流经控制导通的MOS管Q7向储能电容C2充电，实时待监测到该相反相电动势释放的电流小于等于第一预设值时，认定该相反相电动势释放相释放和消磁完成，关断该相对应导通的MOS管，从而依次类推，待3个相中释放完毕，关闭导通的MOS管Q7和MOS管Q8，即判断认定整个消除剩磁完成；
当电源VDC的电压小于等于48V时，实时待监测到反相电动势释放相对电容C2充电，其电容C2对地的变化率小于第二预设值时，认定反相电动势释放相释放和消磁完成，关断该释放相对应导通的MOS管，并控制下一相对应的桥臂的上MOS管导通，使该相上产生的反向电动势，通过其导通的MOS管续流经控制导通的MOS管Q7向储能电容C2充电，实时待监测到该相反相电动势释放对电容C2充电，其电容C2对地的变化率小于第二预设值时，认定该相反相电动势释放相释放和消磁完成，关断该相对应导通的MOS管，从而依次类推，待3个相中释放完毕，关闭导通的MOS管Q7和MOS管Q8，即判断认定整个消除剩磁完成；
其实由于MOS管中存在的寄生二极管起续流作用，故其依次实时监测释放电流或充电电压，控制MOS管Q1、MOS管Q3及MOS管Q5导通或关断，导通后的MOS管Q3和MOS管Q5，十有八九会发生电源向对应相通流的问题，因为其釆样只能够导通后再监测，根据监测结果决定是否关断导通的MOS管Q3和MOS管Q5；
该申请中控制MOS管Q1、MOS管Q3及MOS管Q5导通后，一旦监测出现误差，发生迟后关断导通的桥臂的上MOS管，同样会发生使对应相发生电源向对应相通流的问题；所以申请停电机后，采用依次实时控制相应桥臂的上MOS管导通，使对应相上产生的反向电动势，通过其导通的MOS管续流经控制导通的MOS管Q7向储能电容C2充电，除同样存在停机后整体延长了释放和消磁的时间的问题外，并没有有效地解决控制桥臂上管导通释放对应相反向电动势时，存在的不可靠的问题；
关于该申请中提出：当直流电源VDC的电压大于48V时，如果釆用采样电压的方法，则会因采样电压相对直流电源VDC的电压来说幅值变化不明显，最终导致判断精度不够，故该申请中，仅当直流电源VDC的电压小于等于48V时，釆用采样电压的方法；当直流电源VDC的电压小于等于48V时，如果釆用采样电流的方法，则会因采样电流较小导致判断精度不够，故该申请中，仅当直流电源VDC的电压大于48V时，釆用采样电流的方法；但本领域人员众所周知，停机续流过程中，一旦续流回路中电流等于零或充电储能的电容上电压保持不变时，续流完全结束；所以本申请人认为：其存在的监测消除剩磁完成情况不能够有效统一为采样电压的方法的根本原因是：不能够消除电源电压对采样的分压电路的影响，从而导致直流电源VDC的电压大于48V时，不能够使单片机有效地获取储能电容上电压变化；其存在的监测消除剩磁完成情况不能够有效统一为采样电流的方法的根本原因是：电流取样电阻的阻值不能够大，阻值大了不仅影响续流有效储能，直流电源VDC的电压大于48V时停机续流产生的大电流(是该申请号中号称的)，该大电流在取样电阻上产生的电压还会使单片机不能够有效地获取其大电流在取样电阻上产生的电压变化，但阻值大了，该申请号中号称的直流电源VDC的电压小于等于48V时停机续流产生的小电流，在取样电阻上产生的电压能够使单片机有效地获取其小电流在取样电阻上产生的电压变化；并且本申请人还认为：在采用采样电流的方法，即采用取样电阻获取续流回路电流时，获取到电流为零或趋于零，认定停机消除剩磁完成即可；
至于该申请中还存在的其他问题与申请号为2019106755101，名称为同步电机的励磁控制装置及使用方法，存在的其余问题相同，不再阐述。如若不考虑MOS管存在的寄生二极管起续流作用，一旦单片机失电时停机，三相中反向电动势将无法释放，即无法进行储能和消磁。
⑷对于申请号为2019106755296，名称为永磁同步电机二极管续流消除剩磁装置及使用方法，具体分析如下：
该申请相当于为了克服申请号2019106755101和2019106755277中，停电机后控MOS管导通释放反向电动势时存在的不可靠和整体延长释放时间的问题，以及一旦单片机失电时停机，三相中反向电动势将无法释放的问题；从而停电机后，采用二极管续流高压储能消除剩磁，该申请的装置中，把现有技术的三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的以MOS管为功率管的驱动模块中，同样认定其MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6)中不存在寄生二极管而进行的方案设置，且其增设的MOS管Q7同样认定为不存在寄生二极管；装置方案具体是：
将电源(VDC)的正极与现有技术中驱动模块供电母线断开，增设二极管VD4串接在电源(VDC)的正极与现有技术中驱动模块供电母线之间，二极管VD4的阳极与电源(VDC)的正极相连接，二极管VD4的阴极接入现有技术中驱动模块供电母线；增设储能电容C2，电容C2的负极与电源(VDC)的正极相连接，电容C2的正极与增设的MOS管Q7的漏极(D)相连接；MOS管Q7的源极(S)接入现有技术中驱动模块供电母线上；并再增设二极管VD1、二极管VD2及二极管VD3；二极管VD1的阳极接入MOS管Q1的源极(S)，阴极接入电容C2的正极；二极管VD3的阳极接入MOS管Q5的源极(S)，阴极接入电容C2的正极；二极管VD2的阳极接入MOS管Q6的源极(S)，阴极接入MOS管Q6的漏极(D)；经分析，以上电路仅能够用于现有技术的驱动模块中，在MOS管Q4、MOS管Q2及MOS管Q3通电通导时停机，A相、B相及C相产生的反向电动势方可通过增的二极管VD1、二极管VD2及二极管VD3向电容C2充电和消磁，其他通电状态下停机，要么部分不成立，要么全部不成立；
为了能够监测停机后是否消磁完成，该申请中釆用了两种方案：
第一种是，电源(VDC)小于等于48V时，采用增设从电容C2的正极到电源(VDC)负极的分压电路；用于停机后，通过釆集电容C2正极对地的采样电压的变化率，来判断消磁是否完成；
第二种是，电源(VDC)大于48V时，采用增设电阻R1和放大电路，将增设的电阻R1串接于增设并接在MOS管Q6上用于续流的二极管VD2所支路中，即二极管VD2的阳极串接电阻R1后，再与MOS管Q6的源极(S)相连接，从二极管VD2的阳极与电阻R1的连接线上引线至放大电路输入端；用于停机后，通过电阻R1釆集电压计算出采样电流的大小，来判断消磁是否完成。
增设的MOS管Q7，用于电机起动时，开通并限时关断，釆用电源(VDC)串加电容C2上的储能对电机增加启动电压，驱动模块对电机三相的顺序励磁，缩短同步电机的起动过程，提高同步电机起动效率；
实际上该申请中电机是不能够有效运转的，因为该申请的MOS管中必须不能够有寄生二极管，否则，其停机储能和消磁方法不成立；
限时关闭MOS管Q7后，由电源(VDC)经二极管VD4向驱动模块供电，电机正常运行；
实际上该申请中电机同样是不能够有效运转的，因为该申请的MOS管中不能够有寄生二极管，否则，其使用方法不成立(如：当直流电源VDC的电压大于48V时，釆用的采样电流的方法不成)；
关于该申请中提出：当直流电源VDC的电压大于48V时，如果釆用采样电压的方法，则会因采样电压相对直流电源VDC的电压来说幅值变化不明显，最终导致判断精度不够，故该申请中，仅当直流电源VDC的电压小于等于48V时，釆用采样电压的方法；当直流电源VDC的电压小于等于48V时，如果釆用采样电流的方法，则会因采样电流较小导致判断精度不够，故该申请中，仅当直流电源VDC的电压大于48V时，釆用采样电流的方法；但本领域人员众所周知，停机续流过程中，一旦续流回路中电流等于零或充电储能的电容上电压保持不变时，续流完全结束；所以本申请人认为：其存在的监测消除剩磁完成情况不能够有效统一为采样电压的方法的根本原因是：不能够消除电源电压对采样的分压电路的影响，从而导致直流电源VDC的电压大于48V时，不能够使单片机有效地获取储能电容上电压变化；其存在的监测消除剩磁完成情况不能够有效统一为采样电流的方法的根本原因是：电流取样电阻的阻值不能够大，阻值大了不仅影响续流有效储能，直流电源VDC的电压大于48V时停机续流产生的大电流(是该申请号中号称的)，该大电流在取样电阻上产生的电压还会使单片机不能够有效地获取其大电流在取样电阻上产生的电压变化，但阻值大了，该申请号中号称的直流电源VDC的电压小于等于48V时停机续流产生的小电流，在取样电阻上产生的电压能够使单片机有效地获取其小电流在取样电阻上产生的电压变化；并且本申请人还认为：在采用采样电流的方法，即采用取样电阻获取续流回路电流时，获取到电流为零或趋于零，认定停机消除剩磁完成即可；
由于该申请驱动模块中MOS管设定为没有寄生二极管，所以电机实际上是不能够正常运行的，当然当MOS管上并接续流二极管后，就相当于驱动模块中MOS管有了寄生二极管。
通过以上对申请号2019106755101、2019106755296及2019106755277的技术方案分析，肯定地确定：
以上3个同日申请发明的技术方案均没有实用性，不仅不能够有效再现其技术方案，还使电机不能够正常运转；
同时该3个同日申请的技术方案，反向教导本领域技术人员：保持其申请日前现有技术中驱动三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率模块不变的情况下，以申请号2012202368353中增设的停机储能技术方案进行转用，是不能够实现停机升压储能并消磁。
发明内容
本发明的目的是为克服己有技术的不足之处，并且保持现有技术中三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块和对其功率驱动模块控制方法不变的情况下，提出一种永磁同步电机续流储能消磁装置及其实现方法，停机时实现：续流有效升压储能和消除剩磁；对供电电源电压不同情况下的消除剩磁完成情况的监测统一为一种有效的监测。
为了实现上述的目的，本发明的技术方案是：
一种永磁同步电机续流储能消磁装置，在基于三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块基础上，增设续流储能模块和统一为对储能的电容电压变化监测消磁完成情况的监测模块；所述续流储能模块包括MOS管Q7、二极管VD及储能的电容C2；将电源VDC的正极与功率驱动模块供电的母线断开，从电源VDC的正极正向串接二极管VD后接入功率驱动模块供电的母线上；电容C2的负极与电源VDC的正极相连接，电容C2的正极与MOS管Q7的漏极相连接，MOS管Q7的源极与二极管VD的阴极相连接，MOS管Q7的栅极与单片机输出相连接；单片机的A/D输入与监测模块的输出相连接，通过监测模块直接从电容C2两端釆样电容C2电压变化，或间接从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管稳压降低电源VDC电压对釆样精度的影响后采样电容C2电压变化。
以上所述MOS管Q7为NMOS管且带寄生二极管。
以上所述监测模块包括稳压管DZ1、开关管T1、开关管T2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5；用于从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管DZ1稳压滤除电源VDC电压干扰后间接釆样；稳压管DZ1的阴极与电容C2的正极相连接，稳压管DZ1的阳极与开关管T1的高电位端相连接，开关管T1的低电位端依次串接电阻R1、电阻R2后与电源VDC的负极相连接，从电阻R1与电阻R2的连接处引线接入单片机的A/D输入，开关管T1的控制端串接电阻R3后与开关管T2的高电位端相连接，开关管T2的低电位端与电源VDC的负极相连接，开关管T2的控制端分别与电阻R4的一端和电阻R5的一端相连接，电阻R4的另一端与电源VDC的负极相连接，电阻R5的另一端与单片机I/O的输出相连接。
以上所述稳压管DZ1的稳压值选择应满足：电源VDC的电压减去稳压管DZ1的稳压值后大于零，小于等于48V；优选稳压管DZ1的稳压值比电源VDC的电压小10V。
以上所述监测模块还包括稳压管DZ2、开关管T3、光电耦合器U1、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10；用于从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管DZ2稳压滤除电源VDC电压干扰后间接釆样；稳压管DZ2的阴极与电容C2的正极相连接，稳压管DZ2的阳极与光电耦合器U1中光敏三极管的集电极相连接，光电耦合器U1中光敏三极管的发射极依次串接电阻R6、电阻R7后与电源VDC的负极相连接，从电阻R6与电阻R7的连接处引线接入单片机的A/D输入，光电耦合U1中发光二极管的阳极串接电阻R8后接入单片机电源，光电耦合器U1中发光二极管的阴极与开关管T3的高电位端相连接，开关管T3的低电位端与电源VDC的负极相连接，开关管T3的控制端分别与电阻R9的一端和电阻R10的一端相连接，电阻R9的另一端与电源VDC的负极相连接，电阻R10的另一端与单片机I/O的输出相连接。
以上所述光电耦合器U1为数字光耦，光电耦合器U1中发光二极管通电时，其光电耦合器U1中光敏三极管饱和导通，光电耦合器U1中发光二极管不通电时，其光电耦合器U1中光敏三极管截止。
以上所述稳压管DZ2的稳压值选择应满足：电源VDC的电压减去稳压管DZ2的稳压值后大于零，小于等于48V；优选稳压管DZ2的稳压值比电源VDC的电压小2V。
以上所述监测模块还包括电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14、电阻R15、电阻R16、光电耦合器U2、光电耦合器U3、开关管T4；用于直接从电容C2两端获取电压进行釆样；光电耦合器U2中发光二极管的阳极串接电阻R11后与电容C2的正极相连接，光电耦合器U2中发光二极管的阴极与光电耦合器U3中光敏三极管的集电极相连接，光电耦合器U3中光敏三极管的发射极与电容C2的负极相连接，光电耦合器U3中发光二极管的阳极串接电阻R13后接入单片机电源，光电耦合器U3中发光二极管的阴极与开关管T4的高电位端相连接，开关管T4的低电位端与电源VDC的负极相连接，开关管T4的控制端分别与电阻R14的一端和电阻R15的一端相连接，电阻R14的另一端与电源VDC的负极相连接，电阻R15的另一端与单片机I/O的输出相连接，光电耦合器U2中光敏三极管的集电极串接电阻R12后接入单片机电源，光电耦合器U2中光敏三极管的发射极串接电阻R16后与电源VDC的负极相连接，从光电耦合器U2中光敏三极管的发射极引线接入单片机的A/D输入。
以上所述光电耦合器U3为数字光耦。
以上所述光电耦合器U2为线性光耦。
为了实现上述的目的，本发明的另一技术方案
一种永磁同步电机续流储能消磁装置的实现方法，包括如下步骤：
⑴对于不同的电源VDC电压均统一为采用监测电容C2电压变化，做为判断消磁是否完成的条件，单片机通过监测模块直接从电容C2两端釆样电容C2电压变化，或间接从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管稳压降低电源VDC电压对釆样精度的影响后采样电容C2电压变化；
⑵停机时：
单片机输出导通控制信号至MOS管Q7的栅极，功率驱动模块中以续流二极管续流，在功率驱动模块中续流二极管的作用下，反向电动势使MOS管Q7反向导通，三相绕组产生的反向电动势由功率驱动模块中相应的续流二极管有效地构成通路，经导通的MOS管Q7续流消除剩磁向电容C2储能，
单片机输出开启控制信号控制监测模块开启电压监测；
⑶根据釆样电压变化趋势认定消磁完成时：
单片机输出关断控制信号至MOS管Q7的栅极，MOS管Q7关断，
单片机输出关闭控制信号控制监测模块关闭电压监测，有效的使电容C2上电量不流失和节能；
⑷当超前认定了消磁完成时，由MOS管Q7中寄生二极管接替MOS管Q7导通参与续流消除剩磁向电容C2储能，直至续流完全结束；
⑸当滞后认定了消磁完成时，在滞后的时间内MOS管Q7变为正向导通，但由于功率驱动模块中以续流二极管续流，从而有效的不会发生使电容C2中所储电量错误地流向电机绕组中；
⑹起动时，单片机控制MOS管Q7导通且限时关断，从而在限时的时间内以高压励磁起动电机。
有益效果：
本发明的一种永磁同步电机续流储能消磁装置及其实现方法，不仅保持了现有技术中三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块和对其功率驱动模块控制方法不变，从而有效地使电机保持有效工作，还实现了：
①由于采用直接从电容C2两端釆样电容C2电压变化，或间接从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管稳压降低电源VDC电压对釆样精度的影响后采样电容C2电压变化；有效地克服了现有技术中供电电源电压在停机续流储能消磁时影响单片机采样储能的电容上电压变化精度的缺陷，从而实现了将不同供电电源电压下的采样方法统一为有效的采样电压方法，以相同的判断精度下认定消磁完成，并进行相应控制和提示用户；
②监测模块在非监测储能的电容电压变化期间处于关闭状态不通电，有效的使电容C2上电量不流失和节能；
③由于停机时生产的反向电动势在功率驱动模块中以续流二极管续流，从而有效的使电机在任一运行状态下停机时其三相绕组中产生的反向电动势均能够续流储能和消除剩磁，以及若认定消磁完成有误差：当导致滞后认定了消磁完成对MOS管Q7进行关断，也不会发生向电机绕组倒流电流的现象；当导致超前认定了消磁完成对MOS管Q7进行关断，又因MOS管Q7中有寄生二极管，从而MOS管Q7中寄生二极管接替其导通参与续流消除剩磁向储能的电容储能，直至续流完全结束；
④由于停机时生产的反向电动势在功率驱动模块中以续流二极管续流，且MOS管Q7中有寄生二极管，从而一旦单片机失电时停机，三相中反向电动势仍然会通过功率驱动模块中续流二极管和MOS管Q7中寄生二极管续流向电容C2充电和消除剩磁，直至续流结束；
⑤停机时控制MOS管Q7导通进行续流，其主要目是为了减轻MOS管Q7中寄生二极管用于续流时的负担，当然MOS管Q7导通续流可有效提高电容上电压。
附图说明
图1为现有技术中三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块的原理示意图；
图2为基于对储能电容电压变化监测的本发明中一种永磁同步电机续流储能消磁装置的原理示意图；
图3为图2中监测模块的第一实施例电路原理示意图；
图4为图2中监测模块的第二实施例电路原理示意图；
图5为图2中监测模块的第三实施例电路原理示意图；
图6为基于对储能电容充电回路电流变化监测的本发明中一种永磁同步电机续流储能消磁装置的原理示意图；
图中：Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6.功率驱动管，VDC.电源，C1、C2、C3.电容，VCC+.直流电源的正极，VCC_.直流电源的负极，Q7.MOS管，DZ1、DZ2.稳压管，T1、T2、T3、T4、T8.开关管，U1、U2、U3、U4.光电耦合器，R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19.电阻，VD、VD1、VD2、VD3.二极管。
具体实施方式
如图1所示，功率驱动管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6为现有技术中三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块中桥臂上带续流二极管的六个功率驱动管，为NMOS管或N型IGBT模块；电源VDC为现有技术中对三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块正常供电的直流电源；电容C1为现有技术中用于对电源VDC滤波的电容；单片机D1、D2、D3、D4、D5及D6输出端分别于对应的功率驱动管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6栅极(控制端)相连接，并认定单片机工作电源的负极与电源VDC的负极相连接；功率驱动模块用于驱动永磁同步电机运转。
如图1、图2、图3图4及图5所示，基于对储能电容电压变化监测的本发明的一种永磁同步电机续流储能消磁装置，在基于三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块基础上，增设续流储能模块和统一为对储能的电容电压变化监测消磁完成情况的监测模块；所述续流储能模块包括MOS管Q7、二极管VD及储能的电容C2；将电源VDC的正极与功率驱动模块供电的母线断开，从电源VDC的正极正向串接二极管VD后接入功率驱动模块供电的母线上；电容C2的负极与电源VDC的正极相连接，电容C2的正极与MOS管Q7的漏极相连接，MOS管Q7的源极与二极管VD的阴极相连接，MOS管Q7的栅极与单片机输出相连接；单片机的A/D输入与监测模块的输出相连接，通过监测模块直接从电容C2两端釆样电容C2电压变化，或间接从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管稳压降低电源VDC电压对釆样精度的影响后采样电容C2电压变化。
所述单片机中增设有控制MOS管Q7通/断和监测模块开启/关闭，以及电压釆样计算变化率和判断相应的程序模块，并增设与MOS管Q7连接相适应输出端，以及与监测模块相连接的控制输出端和A/D输入端。
所述MOS管Q7为NMOS管且带寄生二极管(按理其存在寄生二极管不要说明，但由于背景技术中同日申请的3个发明中认定MOS管不带寄生二极管，从而为了以示区别，本申请中进行特别说明)。
所述电容C2为用于储能的电容，在电机停机续流消除剩磁时向其充电储能，以及电机起动时与电源VDC电压叠加，向三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块供电的母线上施加高压，使电机在高压下进行起动，缩短起动过程，提高起动效率。
所述二极管VD用于，电机正常运转时，电源VDC经二极管VD向功率驱动模块供电的母线供电，以及停机时阻止续流直接从电源VDC构成回路。
当停机后，三相绕组中产生的发向电动势经功率驱动模块中相应续流二极管引压至母线上，单片机控制MOS管Q7导通，其导通为反向导通，三相绕组中产生的发向电动势经功率驱动模块中相应续流二极管续流至母线上，从导通的MOS管Q7续流向电容C2充电、消磁。
当停机后，若单片机保持控制MOS管Q7关断，三相绕组中产生的发向电动势经功率驱动模块中相应续流二极管续流至母线上，从MOS管Q7中寄生二极管续流向电容C2充电、消磁。
当停机后，单片机控制MOS管Q7导通，从导通的MOS管Q7续流向电容C2充电、消磁的过程中，单片机通过监测模块采样电容C2上电压并计算出变化率来判别消磁是否完成，当变化率小于设定值时，认定消磁完成，单片机控制MOS管Q7关断，由MOS管Q7中寄生二极管继续参与续流向电容C2充电，直至续流结束，完全消磁。
起动时，单片机控制MOS管Q7导通并设定限时关断，从而在限时的时间内电容C2与电源VDC电压叠加，经导通的MOS管Q7向三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块供电的母线上施加高压，以高压对三相励磁起动电机；对MOS管Q7关断后，由电源VDC经二极管VD向功率驱动模块供电，电机正常运转。控制MOS管Q7导通后限时关断时间，正如现有技术中所记载的0.5S～1S后关断。
由于停机时生产的反向电动势仍以现有技术的功率驱动模块中续流二极管续流，从而不管在任一状态下通电停机均能够有效续流储能和消磁，且即使监测的消除剩磁完成情况有误差，导致实际上续流消磁已完成，而MOS管Q7还处于导通状态，也不会出现向相倒流电流的现象发生；由于MOS管Q7中有寄生二极管存在，从而即使监测的消除剩磁完成情况有误差，导致实际上续流消磁还没有完全，己控制导通MOS管Q7关断，此时虽然MOS管Q7关断，但MOS管Q7中寄生二极管会继续参与续流储能消磁，直至续流结束，完全消磁；停机时不仅能够有效高压储能消除剩磁，以及起动时高压励磁起动，而且还不影响电机正常运转；以及一旦单片机失电时停机，三相中反向电动势仍然会通过功率驱动模块中续流二极管和MOS管Q7中寄生二极管续流向储能电容充电和消除剩磁，直至续流结束，完全消磁。
如图3所示，监测模块的第一实施例电路，实现的从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管DZ1稳压滤除电源VDC电压干扰后间接釆样；其监测模块包括稳压管DZ1、开关管T1、开关管T2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5；稳压管DZ1的阴极与电容C2的正极相连接，稳压管DZ1的阳极与开关管T1的高电位端相连接，开关管T1的低电位端依次串接电阻R1、电阻R2后与电源VDC的负极相连接，从电阻R1与电阻R2的连接处引线接入单片机的A/D输入，开关管T1的控制端串接电阻R3后与开关管T2的高电位端相连接，开关管T2的低电位端与电源VDC的负极相连接，开关管T2的控制端分别与电阻R4的一端和电阻R5的一端相连接，电阻R4的另一端与电源VDC的负极相连接，电阻R5的另一端与单片机I/O的输出相连接。
以上所述开关管T1为PNP型开关三极管或PMOS管或P型IGBT管；当开关管T1为PNP型开关三极管时，高电位端为PNP型开关三极管的发射极，低电位端为PNP型开关三极管的集电极，控制端为PNP型开关三极管的基极；当开关管T1为PMOS管时，高电位端为PMOS管的源极，低电位端为PMOS管的漏极，控制端为PMOS管的栅极；当开关管T1为P型IGBT管时，高电位端为P型IGBT管的发射极，低电位端为P型IGBT管的集电极，控制端为P型IGBT管的栅极。开关管T1优选PNP型开关三极管。
以上所述开关管T2为NPN型开关三极管或NMOS管或N型IGBT管；当开关管T2为NPN型开关三极管时，高电位端为NPN型开关三极管的集电极，低电位端为NPN型开关三极管的发射极，控制端为NPN型开关三极管的基极；当开关管T2为NMOS管时，高电位端为NMOS管的漏极，低电位端为NMOS管的源极，控制端为NMOS管的栅极；当开关管T2为N型IGBT管时，高电位端为N型IGBT管的集电极，低电位端为N型IGBT管的发射极，控制端为N型IGBT管的栅极。开关管T2优选NPN型开关三极管。
以上所述稳压管DZ1的稳压值选择应满足：电源VDC的电压减去稳压管DZ1的稳压值后大于零，小于等于48V；考虑到用于储能的电容C2两端无电压停机时，能够及时有效地控制监测模块中开关管T1饱和导通工作，所以稳压管DZ1的稳压值不选择等于电源VDC的电压，但稳压管DZ1的稳压值越接近电源VDC的电压，其电源VDC的电压对监测效果的影响越小；为了在电容C2两端无电压停机时，能够及时有效地控制监测电路中开关管T1饱和导通工作，稳压管DZ1的稳压值优选为稳压值加有效控制监测电路中开关管T1饱和导通工作时所需基本电压等于电源VDC的电压，即优选择稳压管DZ1的稳压值加10V等于电源VDC的电压，若永磁同步电机工作电源VDC的电压小于等于10V时，去掉稳压管DZ1即可。
以上所述电阻R1和电阻R2串联构成采样电路，以分压获得电容C2上电压变化输出至单片机，即单片机从电阻R1和电阻R2串联分压的电阻R2上采样电压。
电阻4和电阻R5是开关管T2控制端限位/限流电阻。
电阻3是开关管T1控制端限位/限流电阻。
以上监测模块的第一实施例电路的工作过程是：
停机时，单片机控制MOS管Q7导通后，单片机并输出高电平至开关管T2的控制端，开关管T2饱和导通，由于稳压管DZ1的稳压值设定比电源VDC的电压小10V，则10V加于开关管T1的高电位端至电源VDC的负极之间，从而经电阻R3将控制信号送至开关管T1的控制端，使开关管T1饱和导通，导通后，对电容C2充电其电容C2的电压大小就间接的反映在电阻R1和电阻R2串接的两端，而电源VDC的电压对串接的电阻R1和电阻R2的两端的影响仅有10V，从而有效地通过稳压管DZ1稳压滤除了电源VDC电压对单片机采样电容C2上电压变化不明显的缺陷，有效地扩大了单片机通过电阻R2采样停机续流过程中电容C2上电压变化的量程，从而不管电源VDC是小于等于48V，还是大于48V，单片机均能够有效地通过电阻R2采样停机续流过程中电容C2上电压变化计算出变化率，当监测到变化率接近于零或小于设定值时，认定消磁完成，控制导通的MOS管Q7关断，由MOS管Q7中寄生二极管继续续流向电容C2储能和消除剩磁，直至续流结束，完全消磁。
认定消磁完成，控制导通的MOS管Q7关断的同时，输出低电平至开关管T2的控制端，开关管T2截止，开关管T1截止，第一实施例电路的监测模块不通电节能。
如图4所示，监测模块的第二实施例电路，实现的从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管DZ2稳压滤除电源VDC电压干扰后间接釆样；其监测模块包括稳压管DZ2、开关管T3、光电耦合器U1、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10，稳压管DZ2的阴极与电容C2的正极相连接，稳压管DZ2的阳极与光电耦合器U1中光敏三极管的集电极相连接，光电耦合器U1中光敏三极管的发射极依次串接电阻R6、电阻R7后与电源VDC的负极相连接，从电阻R6与电阻R7的连接处引线接入单片机的A/D输入，光电耦合U1中发光二极管的阳极串接电阻R8后接入单片机电源，光电耦合器U1中发光二极管的阴极与开关管T3的高电位端相连接，开关管T3的低电位端与电源VDC的负极相连接，开关管T3的控制端分别与电阻R9的一端和电阻R10的一端相连接，电阻R9的另一端与电源VDC的负极相连接，电阻R10的另一端与单片机I/O的输出相连接。
以上所述开关管T3为NPN型开关三极管或NMOS管或N型IGBT管；当开关管T3为NPN型开关三极管时，高电位端为NPN型开关三极管的集电极，低电位端为NPN型开关三极管的发射极，控制端为NPN型开关三极管的基极；当开关管T3为NMOS管时，高电位端为NMOS管的漏极，低电位端为NMOS管的源极，控制端为NMOS管的栅极；当开关管T3为N型IGBT管时，高电位端为N型IGBT管的集电极，低电位端为N型IGBT管的发射极，控制端为N型IGBT管的栅极。开关管T3优选NPN型开关三极管。
以上所述光电耦合器U1为数字光耦，光电耦合器U1中发光二极管通电时，其光电耦合器U1中光敏三极管饱和导通，光电耦合器U1中发光二极管不通电时，其光电耦合器U1中光敏三极管截止。
电阻R8是光电耦合器U1中发光二极管的限流电阻。
电阻R9和电阻R10是开关管T3控制端限位/限流电阻。
以上所述稳压管DZ2的稳压值选择应满足：电源VDC的电压减去稳压管DZ2的稳压值后大于零，小于等于48V；考虑到用于储能的电容C2两端无电压停机时，能够及时有效地使光电耦合器U1中光敏三极管导通工作，所以稳压管DZ2的稳压值不选择等于电源VDC的电压，但稳压管DZ2的稳压值越接近电源VDC的电压，其电源VDC的电压对监测效果的影响越小。该实施例中稳压管DZ2的稳压值优选比电源VDC的电压小于2V。
以上所述电阻R6和电阻R7串联构成采样电路，以分压获得电容C2上电压变化输出至单片机，即单片机从电阻R6和电阻R7串联分压的电阻R7上采样电压。
以上监测模块的第二实施例电路的工作过程是：
停机时，单片机控制MOS管Q7导通后，单片机并输出高电平至开关管T3的控制端，开关管T3饱和导通，从而光电耦合器U1中发光二极管通电发光，光电耦合器U1中光敏三极管饱和导通，导通后，对电容C2充电其电容C2的电压大小就间接的反映在电阻R6和电阻R7串接的两端，电源VDC电压通过稳压管DZ2滤除掉稳压值的大小后，剩余部分才加入在电阻R6和电阻R7串接的两端，从而有效地通过稳压管DZ2稳压滤除了电源VDC电压对单片机采样电容C2上电压变化不明显的缺陷，有效地扩大了单片机通过电阻R7采样停机续流过程中电容C2上电压变化的量程，从而不管电源VDC是小于等于48V，还是大于48V，单片机均能够有效地通过电阻R7采样停机续流过程中电容C2上电压变化计算出变化率，当监测到变化率接近于零或小于设定值时，认定消磁完成，控制导通的MOS管Q7关断，由MOS管Q7中寄生二极管继续续流向电容C2储能和消除剩磁，直至续流结束，完全消磁。
认定消磁完成，控制导通的MOS管Q7关断的同时，输出低电平至开关管T3的控制端，开关管T3截止，光电耦合器U1中发光二极管不通电时，光电耦合器U1中光敏三极管截止，第二实施例电路的监测模块不通电节能。
如图5所示，监测模块的第三实施例电路，实现的直接从电容C2两端获取电压进行釆样，以消除电源VDC电压对单片机采样电容C2上电压变化不明显的影响，其监测模块包括电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14、电阻R15、电阻R16、光电耦合器U2、光电耦合器U3、开关管T4，光电耦合器U2中发光二极管的阳极串接电阻R11后与电容C2的正极相连接，光电耦合器U2中发光二极管的阴极与光电耦合器U3中光敏三极管的集电极相连接，光电耦合器U3中光敏三极管的发射极与电容C2的负极相连接，光电耦合器U3中发光二极管的阳极串接电阻R13后接入单片机电源，光电耦合器U3中发光二极管的阴极与开关管T4的高电位端相连接，开关管T4的低电位端与电源VDC的负极相连接，开关管T4的控制端分别与电阻R14的一端和电阻R15的一端相连接，电阻R14的另一端与电源VDC的负极相连接，电阻R15的另一端与单片机I/O的输出相连接，光电耦合器U2中光敏三极管的集电极串接电阻R12后接入单片机电源，光电耦合器U2中光敏三极管的发射极串接电阻R16后与电源VDC的负极相连接，从光电耦合器U2中光敏三极管的发射极引线接入单片机的A/D输入。
以上所述开关管T4为NPN型开关三极管或NMOS管或N型IGBT管；当开关管T4为NPN型开关三极管时，高电位端为NPN型开关三极管的集电极，低电位端为NPN型开关三极管的发射极，控制端为NPN型开关三极管的基极；当开关管T4为NMOS管时，高电位端为NMOS管的漏极，低电位端为NMOS管的源极，控制端为NMOS管的栅极；当开关管T4为N型IGBT管时，高电位端为N型IGBT管的集电极，低电位端为N型IGBT管的发射极，控制端为N型IGBT管的栅极。开关管T4优选NPN型开关三极管。
以上所述光电耦合器U3为数字光耦，光电耦合器U3中发光二极管通电时，其光电耦合器U3中光敏三极管饱和导通，光电耦合器U3中发光二极管不通电时，其光电耦合器U3中光敏三极管截止。
电阻R13是光电耦合器U3中发光二极管的限流电阻。
电阻R14和电阻R15是开关管T4控制端限位/限流电阻。
以上所述光电耦合器U2为线性光耦，其发光二极管以电流响应间接获取电容C2上电压变化，并以线性关系与其对应的光敏三极管耦合，光敏三极管中电流随着发光二极管中电流变化呈线性对应关系而变，从而单片机在电阻R16上间接釆样电容C2上电压变化计算出变化率。
电阻R11和光电耦合器U2中发光二极管串联构成采样电路，以获得电容C2上电压变化，转化为相应的电流，即光电耦合器U2中发光二极管以电流响应间接获取电容C2上电压变化，以线性关系与其对应的光敏三极管耦合，光敏三极管中电流随着发光二极管中电流呈线性对应关系而变，光敏三极管中电流再在电阻R16上呈对应的电压变化。即：此时监测模块相当于直接获得电容C2上电压变化输出至单片机。
电阻R11是光电耦合器U2中发光二极管和光电耦合器U3中发光二极管的限流电阻。
电阻R12是光电耦合器U2中光敏三极管限流电阻。
以上监测模块的第三实施例电路的工作过程是：
停机时，单片机控制MOS管Q7导通后，单片机并输出高电平至开关管T4的控制端，开关管T4饱和导通，从而光电耦合器U3中发光二极管通电发光，光电耦合器U3中光敏三极管饱和导通，导通后，对电容C2充电其电容C2的电压大小反映在电阻R11和光电耦合器U2中发光二极管串接的两端，光电耦合器U2中发光二极管通流跟随着电容C2两端电压大小线性变化，耦合到其光电耦合器U2中光敏三极管形成相应的线性变化电流，间接地在电阻R16上发映出采样的电压，从而克服了电源VDC电压对单片机采样电容C2上电压变化不明显的缺陷，有效地扩大了采样停机续流过程中电容C2上电压变化的量程，从而不管电源VDC是小于等于48V，还是大于48V，单片机均能够有效地通过电阻R16间接地采样停机续流过程中电容C2上电压变化计算出变化率，当监测到变化率接近于零或小于设定值时，认定消磁完成，控制导通的MOS管Q7关断，由MOS管Q7中寄生二极管继续续流向电容C2储能和消除剩磁，直至续流结束，完全消磁。
认定消磁完成，控制导通的MOS管Q7关断的同时，输出低电平至开关管T4的控制端，开关管T4截止，光电耦合器U3中发光二极管不通电时，光电耦合器U3中光敏三极管截止，第三实施例电路的监测模块不通电节能。
基于对储能电容电压变化监测的本发明的一种永磁同步电机续流储能消磁装置的实现方法，包括如下步骤：
⑴对于不同的电源VDC电压均统一为采用监测电容C2电压变化，做为判断消磁是否完成的条件，单片机通过监测模块直接从电容C2两端釆样电容C2电压变化，或间接从电容C2正极至电源VDC负极之间获取电压，以稳压管稳压降低电源VDC电压对釆样精度的影响后采样电容C2电压变化；
⑵停机时：
单片机输出导通控制信号至MOS管Q7的栅极，功率驱动模块中以续流二极管续流，在功率驱动模块中续流二极管的作用下，反向电动势使MOS管Q7反向导通，三相绕组产生的反向电动势由功率驱动模块中相应的续流二极管有效地构成通路，经导通的MOS管Q7续流消除剩磁向电容C2储能，
单片机输出开启控制信号控制监测模块开启电压监测；
⑶根据釆样电压变化趋势认定消磁完成时：
单片机输出关断控制信号至MOS管Q7的栅极，MOS管Q7关断，
单片机输出关闭控制信号控制监测模块关闭电压监测，有效的使电容C2上电量不流失和节能；
⑷当超前认定了消磁完成时，由MOS管Q7中寄生二极管接替MOS管Q7导通参与续流消除剩磁向电容C2储能，直至续流完全结束；
⑸当滞后认定了消磁完成时，在滞后的时间内MOS管Q7变为正向导通，但由于功率驱动模块中以续流二极管续流，从而有效的不会发生使电容C2中所储电量错误地流向电机绕组中；
⑹起动时，单片机控制MOS管Q7导通且限时关断，从而在限时的时间内以高压励磁起动电机。
如图6所示，基于对储能电容充电回路电流变化监测的本发明的一种永磁同步电机续流储能消磁装置，在基于三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块基础上，增设续流储能模块和统一为对储能的电容充电回路电流变化监测消磁完成情况的监测模块；所述续流储能模块包括开关管T8、二极管VD1、二极管VD2、二极管VD3及储能的电容C3；将电源VDC的正极与功率驱动模块供电的母线断开，从电源VDC的正极正向串接二极管VD1后接入功率驱动模块供电的母线上；电容C3的负极与电源VDC的正极相连接，电容C3的正极与开关管T8的高电位端相连接，开关管T8的低电位端与二极管VD1的阴极相连接，开关管T8的控制端与单片机输出相连接；二极管VD3和二极管VD2正向串接后构成续流储能模块中续流二极管，以及用于监测模块中采样电路从正向串接的二极管VD3和二极管VD2两端获取采样电压，有效使单片机通过监测模块对电容充电回路中小电流有效采样；二极管VD2的阴极接入开关管T8的高电位端，二极管VD2的阳极与二极管VD3的阴极相连接，二极管VD3的阳极接入功率驱动模块供电的母线上；所述监测模块包括光电耦合器U4、电阻R17、电阻R18、电阻R19；电阻19和光电耦合器U4中发光二极管串接构成采样电路，光电耦合器U4中发光二极管的阳极与二极管VD3的阳极相连接，光电耦合器U4中发光二极管的阴极串接电阻R19后接入二极管VD2的阴极；光电耦合器U4中光敏三极管的发射极串接电阻R18后与电源VDC的负极相连接，并从光电耦合器U4中光敏三极管的发射极引线接入单片机的A/D输入，光电耦合器U4中光敏三极管的集电极串接电阻R17后接入单片机电源。
所述单片机中增设有控制开关管T8通/断，以及电流釆样和变化判断相应的程序模块，并增设与开关管T8连接相适应输出端，以及与监测模块输出相连接的A/D输入端。
所述开关管T8为NPN型开关三极管或N型IGBT管；当开关管T8为NPN型开关三极管时，高电位端为NPN型开关三极管的集电极，低电位端为NPN型开关三极管的发射极，控制端为NPN型开关三极管的基极；当开关管T8为N型IGBT管时，高电位端为N型IGBT管的集电极，低电位端为N型IGBT管的发射极，控制端为N型IGBT管的栅极。开关管T8优选N型IGBT管。开关管T8仅用电机起动时导通。
所述电容C3为用于储能的电容，在电机停机续流消除剩磁时向其充电储能，以及电机起动时与电源VDC电压叠加，向三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块供电的母线上施加高压，使电机在高压下进行起动，缩短起动过程，提高起动效率。
所述二极管VD1用于，电机正常运转时，电源VDC经二极管VD1向功率驱动模块供电的母线供电，以及停机时阻止续流直接从电源VDC构成回路。
起动时，单片机控制开关管T8导通并设定限时关断，从而在限时的时间内电容C3与电源VDC电压叠加，经导通的开关管T8向三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块供电的母线上施加高压，以高压对三相励磁起动电机；对开关管T8关断后，由电源VDC经二极管VD1向功率驱动模块供电，电机正常运转。控制开关管T8导通后限时关断时间，正如现有技术中所记载的0.5S～1S后关断。
以上所述光电耦合器U4为线性光耦，用于停机续流储能消磁过程中电流采样，光电耦合器U4中发光二极管为其采集电路具体的对电容充电回路电流的采样，以线性耦合控制其光电耦合器U4中光敏三极管的电流变化，光敏三极管的电流变化在电阻R18上形成相应电压变化，单片机通过釆样电阻R18上电压计算出光电耦合器U4的发光二极管中所通过的电流。电阻R19用于对光电耦合器U4中发光二极管的限流保护和电流大小调节。
电阻R17是光电耦合器U4中光敏三极管的限流电阻。
所述二极管VD3和二极管VD2正向串接后用于停机续流储能消磁时续流，采用二个二极管串接做为续流二极管目的是：由监测模块的光电耦合器U4中发光二极管是从续流的二极管两端获取采样电压，为了确保光电耦合器U4中发光二极管有效工作，从而电容充电回路中续流的二极管采用两个二极管正向串接。该实施例中二极管VD3和二极管VD2，均选择为硅二极管，或一个为硅二极管，另一个为锗二极管。
停机续流储能消磁过程中，电容充电回路在二极管VD3和二极管VD2正向串接后的两端产生电压等于为二极管VD3和二极管VD2导通电压之和时，说明续流储能消磁处于正常进行中，即消磁还没有有效结束，并且在二极管VD3、二极管VD2处于导通时，加在光电耦合器U4中发光二极管串接电阻R19后的两端电压为恒压，即等于二极管VD3、二极管VD2导通电压之和，所以在二极管VD3、二极管VD2导通时，流过光电耦合器U4中发光二极管的电流为恒流，其恒流大小取决于电阻R19的阻值。
停机续流储能消磁过程中，电容充电回路中电流等于流过光电耦合器U4中发光二极管的电流，与流过串联二极管VD3、二极管VD2中电流之和；当二极管VD3、二极管VD2处于导通时，电容充电回路中电流几乎从导通的二极管VD3和二极管VD2流过，即为导通的二极管VD3和二极管VD电流，与流过光电耦合器U4中发光二极管的恒流之和；当随着续流储能消磁过程向前推进，续流能量逐步减弱，二极管VD3和二极管VD2将从导通，逐步变成不有效导通、不导通，续流储能消磁结束。
当二极管VD3和二极管VD2变成不有效导通和不导通时，正向串接的二极管VD3、二极管VD2两端电压小于二极管VD3、二极管VD2导通电压之和，从而与此同时流过光电耦合器U4中发光二极管的电流小于流过的恒流，且此时流过光电耦合器U4中发光二极管的电流等于电容充电回路的电流。
并且本领域技术人员众所周知，停时续流消磁时，续流过程中续流二极管从导通变为不有效导通和不导通，就可以认定消磁结束。
该实施例中，流过光电耦合器U4中发光二极管的恒流大小，可以通过预先测得或计算得到，也可在停机续流储能消磁时实时釆样得到。
该实施例中，在二极管VD3和二极管VD2导通的情况下，选择电阻R19的阻值使恒流在光电耦合器U4中发光二极管有效工作区域，由于光电耦合器U4的物理特性，其在有效区域的电流是小于现有技术中电机额定电流0.5％的，如果恒流大于现有技术中电机额定电流0.5％时，提高电阻R19的阻值，使恒流达到小于现有技术中电机额定电流0.5％即可。
故该实施例中，在停机续流储能消磁过程中，单片机通过监测模块采样到其光电耦合器U4中发光二极管流过的电流小于恒流，即可认定消磁结束。为了更有效的认定消磁结束，优选：对储能的电容充电回路电流变化监测消磁完成情况时，单片机通过监测模块采样到其光电耦合器U4中发光二极管流过的电流小于恒流50％时，认定消磁结束。
基于对储能电容充电回路电流变化监测的的本发明的一种永磁同步电机续流储能消磁装置的实现方法，包括如下步骤：
⑴对于不同的电源VDC电压均统一为对储能的电容充电回路电流变化，做为判断消磁是否完成的条件，续流储能模块中续流二极管由二极管VD3和二极管VD2正向串接构成，监测模块中电阻19和光电耦合器U4内发光二极管串接构成采样电路，并联在正向串接的二极管VD3和二极管VD2两端，釆样串联后的二极管VD3和二极管VD2两端导通电压和电容充电回路电流中小电流；
⑵停机时，三相绕组产生的反向电动势以功率驱动模块中续流二极管续流和续流储能模块中串接的二极管VD3和二极管VD2续流，向电容C3储能消除剩磁，与此同时，单片机通过监测模块采集其采集电路中在二极管VD3、二极管VD2导通情况下流过的电流，并将该电流设为恒流并暂存；
⑶暂存恒流后，单片机继续通过监测模块监测其采集电路中电流，并与暂存的恒流比较，待监测到采集电路中电流小于恒流50％时，认定消磁完成；
⑷起动时，单片机控制开关管T8导通且限时关断，从而在限时的时间内以高压励磁起动电机。
本发明中以上基于对储能电容充电回路电流变化监测的一种永磁同步电机续流储能消磁装置及其实现方法，有益效果是：
不仅保持了现有技术中三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块和对其功率驱动模块控制方法不变，从而有效地使电机保持有效工作，还实现了：
①采用采样电路与续流储能模块中续流二极管并联实现了有效采样电容充电回路电流中小电流，克服了现有技术中回路电流大、小不能够有效兼顾的缺陷，有效地对于不同的电源VDC电压均统一为对储能的电容充电回路电流变化监测，做为判断消磁是否完成的条件，认定消磁完成提示用户，还不影响电机有效运行；
②三相绕组产生的反向电动势以功率驱动模块中续流二极管续流和续流储能模块中续流二极管续流，从而一旦单片机失电时停机，不会影响三相绕组中反向电动势续流向电容C3充电和消除剩磁，直至续流结束。
③由于监测模块的采样电路中光电耦合器U4发光二极管的反向阻流作用，从而在非停机续流储能消磁期间，有效的使电容C3上电量不会发生流失。

Claims (5)

1.一种永磁同步电机续流储能消磁装置，其特征在于，包括三相定子绕组星形接法的永磁同步电机的功率驱动模块，续流储能模块和对于不同的电源VDC电压均统一为采样储能的电容充电回路电流变化来监测消磁完成情况的监测模块；所述续流储能模块包括开关管T8、二极管VD1、二极管VD2、二极管VD3及储能的电容C3；将电源VDC的正极与功率驱动模块供电的母线断开，从电源VDC的正极正向串接二极管VD1后接入功率驱动模块供电的母线上；电容C3的负极与电源VDC的正极相连接，电容C3的正极与开关管T8的高电位端相连接，开关管T8的低电位端与二极管VD1的阴极相连接，开关管T8的控制端与单片机输出相连接；二极管VD3和二极管VD2正向串接后构成续流储能模块中续流二极管，以及用于监测模块中采样电路从正向串接的二极管VD3和二极管VD2两端获取电压，单片机通过监测模块对电容充电回路中小电流采样；二极管VD2的阴极接入开关管T8的高电位端，二极管VD2的阳极与二极管VD3的阴极相连接，二极管VD3的阳极接入功率驱动模块供电的母线上；所述监测模块包括光电耦合器U4、电阻R17、电阻R18、电阻R19；电阻19和光电耦合器U4中发光二极管串接构成采样电路，光电耦合器U4中发光二极管的阳极与二极管VD3的阳极相连接，光电耦合器U4中发光二极管的阴极串接电阻R19后接入二极管VD2的阴极；光电耦合器U4中光敏三极管的发射极串接电阻R18后与电源VDC的负极相连接，并从光电耦合器U4中光敏三极管的发射极引线接入单片机的A/D输入，光电耦合器U4中光敏三极管的集电极串接电阻R17后接入单片机电源，其中所述光电耦合器U4为线性光耦，用于停机续流储能消磁过程中电流采样。
2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机续流储能消磁装置，其特征在于，所述开关管T8为NPN型开关三极管或N型IGBT管。
3.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机续流储能消磁装置，其特征在于，所述二极管VD3和二极管VD2，均为硅二极管，或一个为硅二极管，另一个为锗二极管。
4.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机续流储能消磁装置，其特征在于，所述电阻19和光电耦合器U4中发光二极管串接构成的采样电路，在二极管VD3和二极管VD2导通后，流过光电耦合器U4中发光二极管的电流，其大小取决于电阻R19的阻值。
5.一种根据权利要求1所述永磁同步电机续流储能消磁装置的实现方法，其特征在于，包括如下步骤：
⑴对于不同的电源VDC电压均统一为采样监测储能的电容C3充电回路电流变化，做为判断消磁是否完成的条件，续流储能模块中续流二极管由二极管VD3和二极管VD2正向串接构成，监测模块中电阻19和光电耦合器U4内发光二极管串接构成采样电路，并联在正向串接的二极管VD3和二极管VD2两端，釆样串联后的二极管VD3和二极管VD2两端导通下采样电路中流过的电流和两端非导通下采样电路中流过的电流；
⑵停机时，三相绕组产生的反向电动势以功率驱动模块中续流二极管续流和续流储能模块中串接的二极管VD3和二极管VD2续流，向电容C3储能消除剩磁，与此同时，单片机通过监测模块采样其采样电路中在二极管VD3、二极管VD2导通情况下流过的电流，并将该电流设为恒流并暂存；
⑶暂存恒流后，单片机继续通过监测模块监测其采样电路中电流，并与暂存的恒流比较，待监测到采样电路中电流小于恒流50％时，认定消磁完成；
⑷起动时，单片机控制开关管T8导通且限时关断，从而在限时的时间内以高压励磁起动电机。
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