CN117498700A - 一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法 - Google Patents

一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法 Download PDF

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Abstract

本申请涉及电力电子技术领域，公开了一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，该方法包括以下步骤：分析扩展移相控制下的运行模态；考虑非线性结电容的影响，分析扩展移相控制下各运行模式下原副边开关管软开关实现条件，计算各运行模式下开关管临界软开关电流，得出变换器软开关范围；得出扩展移相控制下双有源桥变换器在不同频率工况的软开关范围；结合分区变频与扩展移相控制，提供实现全负载范围软开关方法。本申请不依赖于任何额外的元件或电路，仅仅通过修改软件算法就能实现，具有实现简单、节省成本的特点，能实现了全负载范围所有开关管软开关，增强了变换器电磁兼容能力，减小了开关管开关损耗。

Description

一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载 范围软开关实现方法
技术领域
本申请涉及计算机技术领域，具体是一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法。
背景技术
双有源桥变换器(dual active bridge，DAB)凭借其具有高功率密度、电气隔离、双向能量流动等优点，已经被广泛应用在电动汽车、直流微网、光伏发电以及储能系统等领域。
开关管零电压开通(zero voltage switching，ZVS)能极大的减小开关损耗，提高DAB运行效率。此外，ZVS能降低电压变化率dv/dt，有助于提高DAB电磁兼容能力。因此ZVS应被优先保证，尤其是在宽禁带器件更高的开关频率导致更大的开关损耗的情况下。
DAB的基本控制方法为单移相(single phase shift，SPS)、扩展移相(extendedphase shift，EPS)、三重移相(triplephase shift，TPS)等移相控制方法，采用不同的移相控制方法具有不同的ZVS范围。单相移调制是DAB变换器中最易实现的控制方法，但是，当输入输出电压不匹配时，会造成无法实现ZVS、产生较大的环流等问题，从而导致效率降低。扩展移相和三重移相调制方法通过增加桥臂内移相，以扩展ZVS范围和提升变换器宽范围运行能力。更多的控制自由度意味着额外的优化目标，现有研究已经提出一些通用的优化方案，包括最小电流应力、最小回流功率、最大ZVS范围等。由于更灵活的控制，TPS可做到三自由度的全局优化，因此TPS通常具有比EPS更宽的ZVS范围。然而，与TPS相比，EPS控制具有更少的运行模式、更低的优化复杂度，已经被广泛应用到DAB变换器控制中。
现有研究侧重于通过电感电流的极性来评判是否实现了ZVS，由于忽略了开关管结电容对ZVS的影响，导致ZVS范围分析不准确。当考虑开关管结电容时，ZVS范围将被划分为两个不相连的部分，分别位于轻载与重载区域，这意味着总是存在某个负载区域无法实现ZVS。此外，两个不相交的ZVS区域使得DAB变换器难以实现无缝切换。因此，当考虑结电容时，在不牺牲系统效率的前提下，EPS与TPS都不能实现全负载范围ZVS。
能实现全负载范围软开关技术可分为两种技术方案：硬件方案与软件方案。在硬件方案这方面，包括修改桥拓扑结构、利用可变电感、添加隔直电容或改变变压器励磁电感等方法已经被提出以实现全负载范围的ZVS。但是，这些方法依赖于附加元件或复杂的参数设计，增加了额外硬件成本并使拓扑结构复杂化。
相比之下，软件方案不依赖任何额外的元件，仅通过修改软件算法就能达到全负载范围软开关的目的。变频调制(variable frequency modulation，VFM)被引入作为另一个控制自由度以扩展ZVS范围。现有研究已经提出了结合VFM和SPS的控制策略，但在轻载情况下，所有结合SPS和VFM的控制方法都是通过推高开关频率来实现ZVS的，而过高的开关急剧地增加导通损耗和开关损耗，因而开关频率需被严格地限制，从而导致轻载情况下丧失ZVS。另一方面，EPS控制在实现轻载ZVS方面表现出优异的性能，VFM和EPS混合控制方法有潜力实现全负载范围ZVS目前还没有讨论，此外，为进一步提高运行效率与动态性能，还需要进一步研究优化控制方法和运行模式切换。
发明内容
本申请的目的在于提供一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，在扩展移相控制的基础上，提出了一种分区变频技术，在重载时提高开关频率，在轻载时降低开关频率。分区变频技术扩展了EPS的两个不相连ZVS区域，使之朝向彼此移动，并最终连接一整块ZVS区域，实现了所有开关管全负载范围ZVS，以提高变换器效率。
为实现上述目的，本申请公开了以下技术方案：
在第一方面，本申请公开了一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，该方法包括以下步骤：
分析扩展移相控制下的运行模态；
考虑非线性结电容的影响，分析扩展移相控制下各运行模式下原副边开关管软开关实现条件，计算各运行模式下开关管临界软开关电流，得出变换器软开关范围；
得出扩展移相控制下双有源桥变换器在不同频率工况下的软开关范围；
结合分区变频与扩展移相控制，提供实现全负载范围软开关方法。
作为优选，所述双有源桥变换器双有源桥变换器包括直流电源V1、电感L、高频变压器T1、原边H桥、副边H桥和直流电源V2，其中，所述高频变压器T1的匝比为n：1，所述原边H桥包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，所述副边H桥包括开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8，所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8分别对应设置有输出电容Cs1、输出电容Cs2、输出电容Cs3、输出电容Cs4、输出电容Cs5、输出电容Cs6、输出电容Cs7和输出电容Cs8。
作为优选，在所述的分析扩展移相控制下的运行模态中，所述运行模态包括模式A与模式B；其中，模式A与模式B通过两个控制自由度的大小关系划分得到，两个所述控制自由度分别为所述开关管S1与所述开关管S4之间内移相比、所述原副边H桥之间外移相比。
作为优选，在所述的得出不同频率下双有源桥变换器的软开关范围，软开关区域根据负载轻重程度分成两个分离的部分，其中，重载部分属于模式A，轻载部分属于模式B，两个分离的软开关区域之间存在硬开关区域。
作为优选，在所述的得出不同频率下双有源桥变换器的软开关范围，不同频率下扩展移相控制下双有源桥变换器具有不同的软开关范围，其中，增加开关频率使模式A的软开关范围扩展且使模式B的软开关范围缩小，并使硬开关区域向轻载方向移动；相反地，降低开关频率使硬开关区向重载方向移动。
作为优选，所述的提供实现全负载范围软开关方法，具体包括：采用在模式A增加频率，在模式B保持频率不变；在模式A保持频率不变，在模式B降低开关频率；在模式A增加开关频率，模式B降低开关频率。
作为优选，通过开关管S1与所述开关管S4之间内移相比、、原副边H桥之间外移相比、开关频率三个控制自由度进行功率调节，并设计三个控制自由度优化控制律。
作为优选，所述的三个控制自由度优化控制律，包括：最小电流应力优化、最小均方根电流优化、最大软开关范围优化、最小环流功率优化。
有益效果：
1、本发明的实现方法，不依赖于任何额外的元件或电路，仅仅通过修改软件算法就能实现，具有实现简单、节省成本的特点；
2、本发明的实现方法，能实现了全负载范围所有开关管软开关，增强了变换器电磁兼容能力，减小了开关管开关损耗；
3、本发明的实现方法，将分区变频与扩展移相控制相结合，使得控制具有三个自由度，可得出更加灵活得三自由度优化控制策略，以提高变换器效率。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本申请实施例提供的DAB拓扑框图；
图2(a)是在EPS控制下模式A的关键波形；
图2(b)是在EPS控制下模式B的关键波形；
图3(a)是当开关管S4开通时死区时间内电流流通路径图；
图3(b)是当S4开通时死区时间内暂态波形图；
图4(a)是考虑结电容的ZVS范围图；
图4(b)是标幺化功率P随D1、Df变化曲面图；
图5是本申请实施例提供的不同开关频率下ZVS范围变化图；
图6(a)是分区变频控制下的ZVS范围；
图6(b)是分区变频控制下标幺化功率P随D1、Df、F变化曲面图；
图7是优化控制律下D1与Df关系曲线图；
图8是结合分区变频与扩展移相控制的整体控制律示意图；
图9(a)是控制流程图的离线计算部分；
图9(b)为在线闭环控制流程图。
具体实施方式
下面将对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
在本文中，术语“包括”意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括......”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
请参阅图1-9
本实施例公开了一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其中，如图1所示，双有源桥变换器包括直流电源V1、电感L、高频变压器T1、原边H桥、副边H桥和直流电源V2，其中，所述高频变压器T1的匝比为n：1，所述原边H桥包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，所述副边H桥包括开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8，所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8分别对应设置有输出电容Cs1、输出电容Cs2、输出电容Cs3、输出电容Cs4、输出电容Cs5、输出电容Cs6、输出电容Cs7和输出电容Cs8，其中，Vab与Vcd分别为原边H桥、副边H桥桥臂中点输出电压，iL为电感电流，其正反向如图1标注所示。特别地，双有源桥变换器中个部件之间的连接关系详见图1中示出的，且作为本领域普通技术人员，能够直接且清楚地从图1中获取双有源桥变换器的具体连接关系，因此，本文本对此不做赘述。
具体来说，该种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，
包括以下步骤：
分析扩展移相控制下的运行模态；
考虑非线性结电容的影响，分析扩展移相控制下各运行模式下原副边开关管软开关实现条件，计算各运行模式下开关管临界软开关电流，得出变换器软开关范围；
得出扩展移相控制下双有源桥变换器在不同频率工况下的软开关范围；
结合分区变频与扩展移相控制，提供实现全负载范围软开关方法。
其中，所述运行模态包括模式A与模式B；其中，模式A与模式B通过两个控制自由度的大小关系划分得到，两个所述控制自由度分别为所述开关管S1与所述开关管S4之间内移相比、所述原副边H桥之间外移相比。软开关区域根据负载轻重程度分成两个分离的部分，其中，重载部分属于模式A，轻载部分属于模式B，两个分离的软开关区域之间存在硬开关区域。不同频率下扩展移相控制下双有源桥变换器具有不同的软开关范围，其中，增加开关频率使模式A的软开关范围扩展且使模式B的软开关范围缩小，并使硬开关区域向轻载方向移动；相反地，降低开关频率使硬开关区向重载方向移动。
进一步地，所述的提供实现全负载范围软开关方法，具体包括：采用在模式A增加频率，在模式B保持频率不变；在模式A保持频率不变，在模式B降低开关频率；在模式A增加开关频率，模式B降低开关频率。
进一步地，通过开关管S1与所述开关管S4之间内移相比、、原副边H桥之间外移相比、开关频率三个控制自由度进行功率调节，并设计三个控制自由度优化控制律。所述的三个控制自由度优化控制律，包括：最小电流应力优化、最小均方根电流优化、最大软开关范围优化、最小环流功率优化。
基于上述，本申请在双有源桥变换器采用传统扩展相移控制下，考虑开关管结电容的影响，ZVS区域根据负载轻重程度分成两个分离的部分，发现将变频调制简单地应用到扩展移相控制中，仅能将非ZVS区移动，而不能填补两个ZVS区之间的非ZVS区，因此，本申请提供一种将分区变频与扩展移相结合的方法，通过在重负载区增加开关频率，在轻负载区降低开关频率，从而扩展了扩展移相控制下的两个ZVS区域，使之朝向彼此扩展并最终连接成一整块ZVS区，实现了全负载范围ZVS。在此基础上，本深情还提供了一种分区变频和扩展移相控制相结合的三自由度优化控制策略，有效地提高了变换器效率。
通过以下内容对本申请的技术方案做进一步详细的公开。
如图中2(a)与2(b)示出的，分别为传统EPS控制下的模式A与模式B，定义电压转换比为M＝nV2/V1，本发明以M＜1与功率正向为例阐述具体实施方式，其它工况也可照例通过简单变换获得类似结果。在图2(a)与2(b)中，Ts为开关周期，D1为原边H桥vab占空比，Df为vab与vcd之间的外移相比。模式A与模式B是根据D1与Df之间的大小关系来分类的，模式A：(1-D1)/2≤Df≤0.5，模式B：0≤Df≤(1-D1)/2。
在模式A中，稳态电感电流在半个周期内的瞬时值为：
式(1)中，IN＝V1/(4fNL)是电流基准值，fN是工作频率基准值，F是实际工作频率标幺值。
模式A下传输功率可表示为：
式(2)中，PN＝nV1V2/(8fNL)为传输功率基准值。
在模式B中，稳态电感电流在半个周期内的瞬时值为：
模式B下传输功率可表示为：
以开关管S4导通为例，分析模式A下ZVS的瞬态过程。死区时间内电流路径图如图3(a)所示，开关管S3关断后，电感L与输出电容Cs3、输出电容Cs4发生振荡，电感电流iL对输出电容Cs3充电、对输出电容Cs4放电，输出电容Cs3电压开始上升，输出电容Cs4电压开始下降，如图3(b)所示。当输出电容Cs4的电压放电到0时，仍有少量负的电感电流iL流过开关管S4的体二极管，即开关管S4实现了ZVS。临界ZVS电流icri定义为在死区时间结束时电感电流iL刚好等于0的电流，也表示开关管能实现ZVS的最小电感电流iL。
实现ZVS的条件是开关管结电容存储的电荷能完全被电感电流iL释放，即在死区时间内电感电流iL传输的电荷要大于存储的电荷。模式A与模式B在一个周期内具有多个开关过程，不同工作模式下的临界ZVS电流可推导为：
式(5)中，与/>分别表示开关管漏源极电压Vds＝V1与Vds＝V2时的结电容存储的电荷，IP_A_cri与IS_A_cri分别表示模式A下原边与副边开关管临界ZVS电流，IP_B_cri与IS_B_cri分别表示模式B下原边与副边开关管临界ZVS电流，IP_A_cri_pu、IS_A_cri_pu、IP_B_cri_pu与IS_B_cri_pu表示对应电流的标幺值。
两个模式的软开关条件如下表1所示：
表1软开关条件
根据表1所示的软开关实现条件，可得出在EPS控制下考虑结电容的ZVS范围，如同图4(a)所示。由图4(a)可知，在两个ZVS区域之间始终存在一个非ZVS区域，其上下界分别为模式A和模式B的ZVS边界。图4(b)为标幺化功率P随D1、Df变化曲面图，曲面上显示了一条可能的功率传输曲线，其表示一种优化控制律。从图4(b)可以看出，曲线总是穿过非ZVS区域，这表示在采用传统EPS控制下无法实现全负载范围软开关。
图5为本发明提供的不同开关频率下ZVS范围变化图。黄色区域对应于F＝3的非ZVS区域，其余为ZVS区域。由图5可知，增加开关频率可以扩展模式A的ZVS范围，但会缩小模式B的ZVS范围。由此可见，增加开关频率并不能消除非ZVS区域，而只是使非ZVS区域向轻载方向移动。相反地，降低开关频率只能使非ZVS区向重载方向移动。
本发明提供一种分区变频技术，通过增加模式A的开关频率或降低模式B的开关频率以扩展ZVS区域，并最终实现全负载范围ZVS。由于降低开关频率会带来变压器磁芯饱和的风险，本发明仅通过增加模式A开关频率来说明实施内容，在模式B下开关频率保持F＝1不变。图6(a)为分区变频控制下的ZVS范围，黄色区域对应定频模式A控制，其中变换器工作在F＝1以保证最大功率传输能力；变频模式A控制(灰色区域)通过增加开关频率(F＝1-3)以填充非ZVS区域；蓝色区域对应定频模式B(F＝1)表现出良好的互补功能，能在轻载工况下实现ZVS，因此开关频率应重新跳回F＝1。由图6(a)中可看出，将分区变频与EPS控制结合可实现满负载ZVS。
图6(b)为分区变频控制下标幺化功率P随D1、Df、F变化曲面图，其绘制了一条可实现全负载范围ZVS的功率传输曲线，在F＝1-3范围内变频模式A控制下的所有ZVS曲面构成一个ZVS体，处在这个ZVS体中每个工作点都能实现ZVS，在该曲线中，为了跳过非ZVS区域，工作模式在等功率点(P＝0·25)从F＝1的模式B切换到F＝3的模式A，使得工作点从一个ZVS区过渡到另一个ZVS区。从功率的角度看，曲线没有发生阶跃变化，这表明能够实现全负载范围ZVS。
分区变频与扩展移相结合具备实现全负载范围ZVS的能力，但同样带来了D1、Df与F三自由度优化控制问题，如何设计既能保证ZVS又能保证高效率的功率传输曲线(优化控制律)，是一项具有挑战性的任务。
本发明提供的变频模式A优化控制分为两步：最小电感电流有效值Irms优化决定了D1与Df之间的约束关系；F的最优选择是使副边开关管刚好实现ZVS。
模式A下的电感电流有效值可通过对电感电流进行分段积分得到，用拉格朗日乘数法求解三自由度下的最小电感电流有效值，拉格朗日函数可表示为：
式中，λ是拉格朗日乘子，P*是所需的传输功率，通过求解式(7)，对于给定的输出功率，得到以下约束条件：
从式(8)可以看出，最小电感电流有效值优化确定了D1与Df之间的约束关系，其与开关频率F和传输功率无关，因此式(8)也适用于定频模式A。
图7给出了控制律中D1与Df关系曲线，可以看出，D1与Df的关系曲线(A-B-C)是强非线性的，这极大地增加了计算的复杂性，为简化计算，利用红色曲线(A-C)将控制律线性化。红色曲线(A-C)可表示为：
D1＝2Df(1-M)/M+(2M-1)/M (9)
定频模式A下的控制律可采用相同曲线(A-C)获得最小均方根电流，因此，控制律能转化为下式中(D1，Df)的求解：
式(10)中，Pref表示参考功率。
变频模式A下的控制律能转化为下式中(D1，Df，F)的求解：
定频模式B采用最小电流应力优化以最小化关断损耗，同时开关频率为F＝1以保证模式B最大的ZVS范围。最小电流应力优化函数可表示为
min|iL(t0)|＝min|-D1-2MDf+MD1| (12)
同时需满足传输功率与ZVS约束条件：
通过求解(D1，Df)可得出图6中控制律(D-E)。
通过求解式(10)-(13)，可确定各模式的功率边界，并可求出优化结果(D1，DfF)。
当Pcri1＜Pref≤1，变换器工作在定频模式A，定频模式A的功率边界为
当Pcri2＜Pref≤Pcri1，变换器工作在变频模式A，变频模式A的功率边界为
Pcri2＝-a(M-3IS_A_cri_u)2+1/3 (15)
式(15)中a＝(1-2M+2M2)/M2。
当0＜Pref≤Pcri3，变换器工作在定频模式B，定频模式B的功率边界为
图8为结合分区变频与扩展移相控制的整体控制律，通过在等功率点切换工作模式，曲线上的工作点始终工作在ZVS区域。为了消除ZVS边界计算误差带来的影响，模式A与模式B之间的滞环切换被用来避免频繁切换。
图9为本发明提供的整体控制流程图。图9(a)为控制流程图的离线计算部分，根据式(5)可计算出临界ZVS电流；根据式(14)-(16)可计算出各模式的功率边界Jcri1、Pcri2、Pcri3；将每个M对应的临界ZVS电流与功率边界存储为查找表。图9(b)为在线闭环控制流程图，电压转换比M由V1和V2采样计算得出。参考功率Pref由电压闭环回路产生，用于调节输出电压。通过比较Pref和功率边界确定工作模式，并以此计算D1、Df与F，最后产生PWM波。
最后应说明的是：以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
分析扩展移相控制下的运行模态；
考虑非线性结电容的影响，分析扩展移相控制下各运行模式下原副边开关管软开关实现条件，计算各运行模式下开关管临界软开关电流，得出变换器软开关范围；
得出扩展移相控制下双有源桥变换器在不同频率工况的软开关范围；
结合分区变频与扩展移相控制，提供实现全负载范围软开关方法。
2.根据权利要求1所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，所述双有源桥变换器包括直流电源V1、电感L、高频变压器T1、原边H桥、副边H桥和直流电源V2，其中，所述高频变压器T1的匝比为n：1，所述原边H桥包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，所述副边H桥包括开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8，所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8分别对应设置有输出电容Cs1、输出电容Cs2、输出电容Cs3、输出电容Cs4、输出电容Cs5、输出电容Cs6、输出电容Cs7和输出电容Cs8。
3.根据权利要求2所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，在所述的分析扩展移相控制下的运行模态中，所述运行模态包括模式A与模式B；其中，模式A与模式B通过两个控制自由度的大小关系划分得到，两个所述控制自由度分别为所述开关管S1与所述开关管S4之间内移相比、所述原副边H桥之间外移相比。
4.根据权利要求3所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，根据所述的不同频率下双有源桥变换器的软开关范围可知，软开关区域根据负载轻重程度分成两个分离的部分，其中，重载部分属于模式A，轻载部分属于模式B，两个分离的软开关区域之间存在硬开关区域。
5.根据权利要求4所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，根据所述的不同频率下双有源桥变换器的软开关范围可知，不同频率下扩展移相控制下双有源桥变换器具有不同的软开关范围，其中，增加开关频率使模式A的软开关范围扩展且使模式B的软开关范围缩小，并使硬开关区域向轻载方向移动；相反地，降低开关频率使硬开关区向重载方向移动。
6.根据权利要求3所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，所述的提供实现全负载范围软开关方法，具体包括：采用在模式A增加频率，在模式B保持频率不变；在模式A保持频率不变，在模式B降低开关频率；在模式A增加开关频率，模式B降低开关频率。
7.根据权利要求2所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，通过开关管S1与所述开关管S4之间内移相比、、原副边H桥之间外移相比、开关频率三个控制自由度进行功率调节，并设计三个控制自由度优化控制律。
8.根据权利要求7所述的结合分区变频与扩展移相控制的双有源桥变换器全负载范围软开关实现方法，其特征在于，所述的三个控制自由度优化控制律，包括：最小电流应力优化、最小均方根电流优化、最大软开关范围优化、最小环流功率优化。
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