CN117439558A - 一种单端功率拓展放大的方法和电路 - Google Patents

Abstract

在音响领域，单端功率放大器声音醇厚甜美，但功耗大。单端功率拓展放大，其推动管的反相输出连接着未级上管的输入，下管给上管提供恒流，上管与下管连接成OCL输出电路。未级设小静态工作电流，用较高电源电压，小信号工作在单端功放。大信号上管完成整个正半周放大，负半周只完成部分放大即将进入截止区。在推动管同相输出与下管输入端，加入放大控制开关二极管。大信号使开关二极管提前导通，将信号传给下管接着放大未完成的负半周。适当增加下管的输出电压，给上管提供动态偏置电流，令上管工作在线性区，不存在交越失真。单端功率拓展放大与甲乙类功放工作方式相同，功耗也类同，并保持了单端功放工作在最佳线性的优点。

Description

一种单端功率拓展放大的方法和电路

技术领域：

本发明属于HIFI音响领域的音频功率放大器，涉及小功率单端放大拓展大功率放大输出的方法和电路。

背景技术：

甲类功放(功率放大器的简称，下同)的工作方式具有最佳的线性放大，以其醇厚甜美的声音为音响爱好者所推崇。晶体管甲类功放有两种：一种是只用一个放大器件(或多个并联成一组)就完成正负两个半周整个波形(正弦波)放大的单端功放。其静态工作点选择在能把信号正负两个半周完美地放大，始终工作于线性区。因此，波形几乎无失真。另一种是采用推换方式工作的甲类功放，由于推挽工作方式是一种叠加方式，故客观地存在着一些失真。所以，单端功放比推挽甲类功放失真率更少，有终极高保真电路的美称。但单端功放的效率比推挽甲类功放低，效率只有25％之内。功耗大造成放大器件的发热量大，对放大电路的热稳定要求高，散热器的体积大，电源容量大等成本高又让音响厂家望而却步。所以，当前各类功放多以甲乙类功放为主，甲乙类功放是小功率时工作于甲类，大功率时转为乙类推挽工作。乙类推挽工作时，总是由上、下管交替截止和导通，其交越失真难以避免。

发明内容：

本发明的目的是克服现有技术甲类功放尤其是单端功放功耗大效率低，甲乙类功放存在交越失真的问题。提供一种具有单端功放最佳线性放大，甲乙类功放功耗低的功放电路。为实现以上目的，本发明采取了以下技术方案的小功率单端放大拓展大功率放大输出的方法和电路：当输入信号在小范围时，电路工作在单端功放状态。当输入信号超出单端功放范围后，根据单端功放未级电路工作时电流与电源电压的关系，正半周最大输出电流其中：V_DD是电源电压，V_DSS是管的饱和压降，R_L是负载电阻。只要V_DD满足I_M的条件，整个正半周得到完美地放大。而负半周只能完成部分放大输出。因功放管的电流是从静态工作点向电流小的方向变化，直到电流为零进入截止区，完成了单端放大负半周的最大电流输出。要在功放管未进入截止之前，就接着放大未完成的负半周，令交接点不存在交越失真。合并后的负半周与正半周的波形对称，就完成了拓展大功率放大输出。综上所述，本发明所述的方法是：未级电路设置小功率放大用的静态工作电流，而设大功率放大用较高的电源电压。小功率时电路工作在单端功放状态，超出单端功放后，电路转为拓展大功率放大输出状态。拓展大功率放大输出时，功放管始终保持导通并工作在最佳线性放大区，这点与单端功放是相同的。为此，本发明所述的电路包括：推动级和未级功放及同相放大控制开关二极管电路。以图1所示：推动管VT₂的反相输出端连接着上管VT₄的输入端，下管VT₅是VT₄的恒流源，VT₄、VT₅两管用相同极性的管连接成OCL输出电路，VT₂、VT₄的静态工作电流设置在单端工作状态。显然，这就是单端功放的推动和未级放大输出电路。VT₂的同相输出端与VT₅的输入端之间加入同相放大控制开关二极管电路，当输入信号在小范围时，信号由VT₂同相输出端经适当提高增益的同相放大管VT₃放大后，其输出电压如果小于开关二极管D₁设置的偏压，D₁不导通。信号只能从VT₂的反相输出传输给VT₄做单端功率放大，然后输出给负载R_L。当输入信号大于单端功放范围后，VT₄放大整个正半周，负半周放大了部分后在进入截止之前。由VT₂同相输出端输出的信号经适当提高增益VT₃放大后，其输出电压在原来的基础上增加了电压V_G。输出电压超出D₁设置的偏压，使D₁在VT₄未进入截止之前就提前导通，将信号传输给VT₅，VT₅从恒流转为放大，接着VT₄放大未完成的负半周。VT₅在原来的输入电压基础上增加了电压V_G，经放大后输出给R_L的电压V_R也相应增加了电压V_D。也就是说，输出给R_L上的电压是负半周比正半周大V_D，然而VT₂反相输出传输给VT₄输入端的正、负两个半周的电压是相等的。VT₄是共漏组态电路，电压放大倍数约等于1。VT₄输入的负半周比输出的负半周电压小V_D，相当于VT₂没有V_D传输给VT₄的输入端，即交流信号为零，只有直流电压加到VT₄的G极。VT₅的D极到S极的电压V_DS，电源电压V_SS，V_R与V_DS是串联关系，所以V_SS＝V_R+V_DS。可见，V_R增加V_D，V_DS就减小V_D，等式才能成立。VT₄的G极到S极的电压V_GS与V_DS也是串联关系，同样道理，V_DS减少了V_D，V_GS就增加V_D。VT₄的V_GS增加的V_D经放大后，输出电压约等于V_D，输出电流I_S是从R_L上面流入，下面流出，输出电压的方向在R_L是上为正，下为负。与同时从VT₅输出的电流I_D是从R_L下面流入，上面流出，输出电压方向在R_L是上为负，下为正。两个电压V_D相位相反相互抵消。所以，VT₅输出增加V_D经VT₄放大后，输出相位相反的V_D，结果V_D被相互抵消了，这样就保证了输出给R_L上的正半周与负半周波形的对称。但是，增加V_G输入给VT₅放大后，流入VT₅的D极电流：I_D＝g_m·V_G(g_m是管的跨导)，由于VT₅和VT₄输出给R_L的电压相等。说明其输出电流也相等：I_S＝I_D，I_S就是增加V_G或V_D后给VT₄设置的动态偏置电流，这个动态偏置电流使VT₄始终工作在最佳线性放大区。通过适当增加下管的输出电压，给上管设置动态偏置电流，使其始终工作在最佳线性放大区，这是本发明的技术方案中，负半周交接点不存在交越失真关键的一点。电路工作在单端功放或转为拓展大功率输出的整个过程中，正半周没有交接点，只有负半周才有一个交接点。且交接点不存在交越失真，并且VT₄始终工作在最佳线性放大区。VT₅是从静态工作电流向电流变大的方向变化，在规定功率内不会进入饱和区，也是工作在最佳线性放大区。这就达到了具有单端功放工作在最佳线性放大的目的。小功率工作在单端功放，大功率工作在拓展大功率放大输出。这与甲乙类功放小功率工作在甲类，大功率工作在乙类工作方式是相同的。功耗与未级功放静态工作电流大小相关，静态工作电流越小，功耗就越低。所以，功耗与甲乙类功放的功耗类同，又达到了甲乙类功放功耗低的目的。

附图说明

图1是本发明的电路图及拓展大功率放大的各点波形图；

图2是本发明的电路原理图。

具体实施：

在本发明的电路基础上，加上前级电压放大及未级软启动电源电路，还有环路直流负反馈及前级电压放大、推动级稳压电源电路，就构成了图2的电路原理图。图中的虚线为方便说明设为不接通，实用电路一般都需并联管使用才接通。以下只对本发明技术方案的电路做说明。

以图2所示：本发明技术方案的电路包括：场效应管VT₂、VT₃、VT₄、VT₅、VT₁₆，电位器W₁、W₂，电阻R₅、R₈、R₉、R₁₀、R₁₃、R₁₄、R₁₅、R₁₆、R₁₇、R₂₄、R₂₅开关二极管D₁、电容器C₄组成的电路。VT₁₆给VT₅提供稳定的下偏流，R₁₃＞＞R₁₀，R₁₃在交流电路分析中可当是断开的。R₅、R₁₆、R₁₇阻值300Ω左右，对于高阻输入的场效应管的输入回路而言，几乎没有分压当短路来看，R₂₄、R₂₅阻值0.2Ω，也可当短路。

信号从前级电压放大管VT₁的反相端D极输出，由电阻R₃、R₄分压后，通过电阻R₅传输给VT₂的G极放大后分两路输出，一路从同相端S极输出由电位器W₁分压后从中点输出，传输给同相放大管VT₃的S极。微调W₁适当提高VT₃的增益放大后从D极输出传输给开关二极管D₁的正极，正半周电压如果小于D₁设置的偏压，D₁不导通。信号只能从另一路VT₂的反相端D极输出通过电阻R₁₆，传输给未级上管VT₄的G极，由VT₄对信号的正、负两个半周的整个波形做单端功率放大。未级下管VT₅及其下偏压恒流管VT₁₆、电阻R₁₃、R₁₄、R₁₅、R₁₇、R₂₅、电容C₄组成恒流源，给VT₄提供恒流，然后输出给负载R_L。可见，D₁不导通等同不接入VT₃、D₁、电位器W₂、电阻R₉、R₁₀组成的放大控制开关二极管电路。然后将各级静态工作电流设置在单端放大，整个电路就是一个单端功放电路。接入放大控制开关二极管电路，当VT₃的D极输出正半周电压超出D₁设置的偏压后，D₁导通将超出的电压通过R₁₇送到VT₅的G极，VT₅从恒流转为放大。VT₄放大整个正半周，负半周放大了部分至截止之前，交给VT₅接着放大未完成的负半周。然后将拓展大功率输出的正半周和拼接后的负半周，整个对称波形输出给负载R_L。

设置D₁的偏压值V_A，VT₃的D极连接着D₁的正极，通过调整W₂设置VT₃的静态工作点，给D₁提供V_A。VT₄在单端工作时的最大输出电流I_M，电流变化范围包括正、负两个半周最大输出电流，即2I_M。静态工作电流设在电流变化范围的中间点，显然，静态工作电流与输出最大电流相等。而VT₅和VT₄的静态工作电流相同都是I_M。根据VT₅共源态电路输入电压当VT₃的输出电压小于和等于V_gs时，VT₄工作在单端功放状态。VT₃的输出电压大于V_gs后，VT₄、VT₅工作在拓展大功率输出状态。可见，V_gs就是VT₃输出电压的交接点，它对应着VT₄、VT₅输出负半周的交接点。D₁的正向导通电压是V_F，那么设置V_A就是使VT₃输出小于和等于V_gs时，通过D₁的信号为零：V_A+V_gs-V_F＝0，得出设置D₁的偏压：V_A＝V_F-V_gs(取VT₃输出等于V_gs)。例如：单端工作时的有效值功率P₁＝10W，拓展放大后，输出有效值功率P₂＝100W。已知：负载电阻R_L＝8Ω，VT₄、VT₅的跨导g_m＝2，D₁的正向导通电压V_F＝1^V。先求出VT₄单端放大最大输出电流值，也是静态工作电流和VT₅的恒流值：/>(公式是从P₁＝I²R_L，/> 推导过来的)。再根据I_M与输入电压V_gs的关系得：/>设置D₁的偏压：V_A＝V_F-V_gs＝1-0.79^V＝0.21^V，调整W₂使D₁两端的电压为0.21^V。

当VT₃输出峰值电压0.79^V时，0.79^V+0.21^V＝1^V，没有大于D₁的正向导通电压V_F＝1^V。所以，没有信号通过D₁传输给VT₅的G极，VT₅依旧提供1.58^A恒流给VT₄，VT₄工作在单端功放状态，输出有效值功率在10W之内。当VT₃输出峰值电压大于0.79^V后，D₁导通将信号传输给VT₅的G极。VT₅从恒流转为放大，输出电流从1.58^A开始向电流大的方向变化，接着VT₄放大未完成的负半周。VT₄、VT₅工作在拓展大功率放大输出状态，输出有效值功率达到100W。此时，最大输出电流电源电压V_DD＝I_M×R_L＝5×8＝40^V，V_SS＝-40^V。VT₃输出电压的交接点是0.79^V，它对应着负半周输出电流的交接点是1.58^A，而1.58^A是VT₄进入截止区时输出负半周的最大电流值。所以，在VT₄进入截止区之前给VT₄设置了动态偏置电流I_S，使VT₄不能进入截止区，而是工作在最佳线性放大区，I_S＝I_D，通过调整W₁适当提高VT₃的增益增加/>I_S的值是根据晶体管的输入特性曲线来确定的，各种型号管的输入特性曲线都有所不同，在此参照通常的电流选取为：I_S＝20^mA。I_S不是常量，是随着VT₅的输出电流增大而增大。输出电流从1.58^A增大到5^A，增大的倍数：5÷1.58＝3.16倍。VT₅的输出电流是VT₃的输入电压乘以其放大倍数再乘以VT₅的跨导得出来的积。适当提高VT₃的放大倍数使VT₅的输出电流在1.58^A的基础上增加了20^mA。那么，当VT₃的输入电压象VT₅的输出电流这样也增大3.16倍，VT₅的输出电流就在5^A的基础上增加了：20^mA×3.16倍＝63.2^mA。所以，给VT⁴设置的动态偏置电流I_S是从20^mA到63.2^mA变化。I_S增大对放大在线性区有利，但增加了功耗，增加的功耗是：/>对比100W的输出功率，2.5W功耗可以忽略不计。

另外，单端工作有效值功率10W，是按最大输出电流1.58^A算出来的，给VT₄设置动态偏置电流20^mA后，VT₄输出负半周最大电流只有1.56^A， 所以，单端工作功率比原来稍小。并且，实际应用中，I_S的值最后确定是通过示波器终接在R_L两端看波形。微调W₁看负半周交接点的波形衔接连贯没有凹凸不平为准，调I_S偏大一点，交接点的波形衔接得更好，所以，I_S宁可偏大，不能偏小。图2电路原理图中，将电阻、电容的值及各管子的型号和电源电压值标上，图中的虚线换成实线，就是一个输出有效功率100W的实用电路图。

Claims (2)

1.电路包括推动级和用两个相同极性上、下管构成的未级功率放大电路及放大控制开关二极管电路，推动管的反相输出端连接着上管的输入端，推动管的同相输出端与下管输入端之间，连接着放大控制开关二极管电路，上管与下管连接成OCL输出电路。

2.据权利要求1所述电路采用的技术方案其特征是：当输入小信时，开关二极管不导通，信号从推动管的反相端输出，传输给上管做单端功率放大，当输入大信号时，开关二极管导通，将推动管同相输出信号传输给下管，上管放大整个正半周，负半周放大了一部分至截止之前，交给下管接着放大未完成的负半周，通过适当增加下管的输出电压，给上管提供动态偏置电流，使上管始终工作在最佳线性放大区，因此，不存在交越失真。