CN117411279A - 具有不同控制回路和切换频率的高频切换dc/dc转换器 - Google Patents

Abstract

在一些实施方式中，微控制器可以触发控制回路以基于中断读取反馈电压，该中断具有基于控制回路频率的周期性。微控制器可以基于反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比。目标占空比可以控制第一晶体管和第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例。微控制器可以基于目标占空比输出用于切换第一晶体管的状态的第一脉宽调制(PWM)信号和用于切换第二晶体管的状态的第二PWM信号。在一些实施方式中，第一PWM信号及第二PWM信号可与不同于控制回路频率的切换频率相关联。

Description

具有不同控制回路和切换频率的高频切换DC/DC转换器

相关申请的交叉引用

本专利申请要求于2022年7月14日提交的题为“HIGH-FREQUENCY SWITCHING DC-DC CONVERTER WITH DIFFERENT FREQUENCIES FOR CONTROL LOOP AND MOSFET”的美国临时专利申请63/368,452的优先权。

技术领域

本公开一般涉及功率转换器和涉及切换直流/直流(DC/DC)转换器(switchingdirect current/direct current(DC/DC)converter)。

背景技术

功率转换器是可以将电能从一种形式转换成另一种形式的电气或机电设备。例如，功率转换器可以被设计为将交流电(AC)转换为直流电(DC)，将DC转换为AC，改变与电流相关联的电压或频率，和/或其任何合适的组合。通常，将DC从第一电压电平转换为第二电压电平的电子电路或机电设备通常被称为DC/DC转换器、DC到DC转换器等。可以在DC/DC转换器中处理的功率级别(power level)的范围可以从非常低(例如，小型电池)到非常高(例如，高压电源)。

发明内容

在一些实施方式中，切换DC/DC转换器包括：第一晶体管，第一晶体管被布置为接收输入电压；第二晶体管，其中当第一晶体管处于导通状态时，第二晶体管处于关断状态，并且当第一晶体管处于关断状态时，第二晶体管处于导通状态；能量存储设备，能量存储设备被配置为当第一晶体管处于导通状态时存储能量，并且当第二晶体管处于导通状态时释放所存储的能量；负载，当第一晶体管处于导通状态时，负载由输入电压产生的输出电流驱动，并且当第二晶体管处于导通状态时，负载由从能量存储设备释放的所存储的能量驱动；反馈电路，反馈电路被布置为将输出电流转换成反馈电压；以及微控制器，微控制器被配置为：触发控制回路以基于中断读取反馈电压，其中中断具有基于控制回路频率的周期性；基于反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比，其中目标占空比控制第一晶体管和第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例；以及基于目标占空比输出第一脉宽调制(PWM)信号以使第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，并且输出第二PWM信号以使第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，其中第一PWM信号和第二PWM信号与不同于控制回路频率的切换频率相关联。

在一些实施方式中，一种用于操作DC/DC转换器的方法包括：当第一晶体管处于导通状态时，基于提供给第一晶体管的输入电压生成驱动负载的输出电流，其中当第一晶体管处于导通状态时，存储设备存储能量；当第二晶体管处于导通状态时，基于由存储设备存储的能量生成输出电流以驱动负载，其中，当第一晶体管处于导通状态时，第二晶体管处于关断状态，并且当第一晶体管处于关断状态时，第二晶体管处于导通状态；由微控制器触发控制回路以基于中断读取基于输出电流的反馈电压，中断具有基于控制回路频率的周期性；由微控制器基于反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比；以及由微控制器基于目标占空比输出第一PWM信号以使第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，并且输出第二PWM信号以使第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，其中第一PWM信号和第二PWM信号与不同于控制回路频率的切换频率相关联。

在一些实施方式中，一种用于控制DC/DC转换器的方法包括：由微控制器触发控制回路以基于中断读取反馈电压，其中中断具有基于控制回路频率的周期性；由微控制器基于反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比，其中目标占空比控制第一晶体管和第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例；以及由微控制器并且基于目标占空比输出第一PWM信号和第二PWM信号，第一PWM信号用于使第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，第二PWM信号用于使第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，其中第一PWM信号和第二PWM信号与不同于控制回路频率的切换频率相关联。

附图说明

图1是示例直流/直流(DC/DC)转换器的图。

图2是具有本文所述的不同控制回路和切换频率的示例高频切换DC/DC转换器的图。

图3是与操作本文所述的高频切换DC/DC转换器中的控制回路相关联的示例过程的流程图。

图4是使用单个控制回路和切换频率的DC/DC转换器中的示例波形相对于本文所述的高频切换DC/DC转换器中的示例波形的图。

图5是与具有不同控制回路和切换频率的高频切换DC/DC转换器相关联的设备的示例组件的图。

图6是与控制具有不同控制回路和切换频率的高频切换DC/DC转换器相关联的示例过程的流程图。

具体实施方式

示例实施方式的以下详细描述参考附图。不同附图中的相同附图标记可以标识相同或相似的元件。

图1示出了可以使用DC/DC转换器将DC源从一个电压电平转换为另一个电压电平的电气系统或设备的示例100。例如，DC/DC转换器(也可以称为DC/DC功率转换器或电压调节器)通常可以接收第一DC电压作为输入并输出第二DC电压，其中第二(输出)DC电压可以高于或低于第一(输入)DC电压。例如，DC/DC转换器可以耦合在以不同电压电平操作的两个电气系统之间，如图1所示为高电压系统(例如，以140伏(V)操作)和低电压系统(例如，以14V操作)。因此，DC/DC转换器可以将高压系统和低压系统之间的电压从高转换为低或从低转换为高。从一个电压电平到另一个电压电平的转换通常在一些功率损耗的情况下完成，其中DC/DC转换器的效率可以是75％至95％或更高，这取决于DC/DC转换器的操作点(例如，电压和电流)和转换器的类型。

存在两种类型的DC/DC转换器：线性(linear)和切换(switching)。线性DC/DC转换器通常使用电阻性电压降来产生和调节给定的输出电压。使用线性DC/DC转换器的一个问题是输出电压低于输入电压。如果输入电压相对高于输出电压，则线性DC/DC转换器效率低下。切换DC/DC转换器通过暂时存储输入能量然后将该能量释放到不同电压的输出来工作。电能可以存储在一个或多个磁场存储组件(例如，电感器和/或变压器)中和/或一个或多个电场存储组件(例如，电容器)中。输出电压可以高于或低于输入电压，并且切换DC/DC转换器具有比线性DC/DC转换器更高的效率，特别是当输入电压相对高于输出电压时。

传统上，切换DC/DC转换器使用模拟技术来控制，因为模拟技术易于实现，并且数字组件与模拟组件相比太慢。然而，近年来，高速、低功耗和廉价集成电路的引入使得数字DC/DC转换器更加可行。数字DC/DC转换器提供了各种优点，其包括向设计者提供以更少的组件实现闭环控制的能力和/或使得能够使用可编程逻辑器件(例如，数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)和/或微控制器)在代码中容易地调整控制策略，以及其他示例。

然而，在切换DC/DC转换器中出现的一个挑战是在输出电压或电流中存在纹波。对于使用电感器来存储能量的切换DC/DC转换器，减少纹波的技术可以包括增加切换频率或增加电感器的电感值。通常，可编程逻辑器件中的控制环路的周期等于切换周期，由此可编程逻辑器件的时钟频率必须足够高以在切换频率相对较高时在控制环路的周期中完成计算，这增加了可编程逻辑器件的成本。此外，具有较高电感值的电感器通常具有较大的尺寸和较高的成本。因此，本文描述的一些实施方式涉及具有高切换频率和低控制频率的DC/DC切换转换器，这导致较小的纹波，因为切换频率较高，并且导致较低的成本，因为可以使用具有低电感值的电感器和具有低成本的可编程逻辑器件。例如，本文描述的一些实施方式涉及DC/DC转换器，其具有用于切换金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的第一频率和用于控制回路的第二频率。

在一些实施方式中，MOSFET切换频率高以减少输出电流中的纹波并提高MOSFET的效率，并且控制回路频率低，使得可以采用复杂的算法并可以降低控制芯片的成本。以这种方式，本文描述的数字切换DC/DC转换器可以在高切换频率下提供良好的输出稳定性，而不需要更昂贵和/或更大的电感器或更昂贵和/或更快的逻辑器件。例如，在一些实施方式中，本文描述的DC/DC转换器可以包括微控制器，该微控制器支持使用高速频率进行切换和使用低速频率进行控制回路。相反，切换DC/DC转换器通常使用相同的频率(因此使用相同的周期)用于切换和控制，这产生了设计折衷，其中单个频率必须足够快以减少一个周期中的纹波，但是足够慢以在一个周期中执行必要的控制算法。通过在本文所述的DC/DC转换器中使用单独的切换和控制回路频率，具有较短周期的较快切换频率提供了更好的切换速度(例如，减少纹波而不需要使用较大的电感器)，而较慢的控制回路频率为运行复杂的控制逻辑提供了较长的周期，而不需要更快和/或更昂贵的逻辑芯片。

图2是具有不同控制回路和切换频率的示例高频切换DC/DC转换器200的图。在一些实施方式中，如本文所述，切换DC/DC转换器200可包括微控制器250，微控制器250具有多个高分辨率定时器，包括第一高分辨率定时器，第一高分辨率定时器可用于生成高频信号以切换一个或多个MOSFET(例如，从导通(on)状态切换到关断(off)状态，或从关断状态切换到导通状态)和低频信号以触发控制回路更新。如图2中所展示，除微控制器250之外，切换DC/DC转换器200可包含输入电压(Vin)205、输出电压210、耦合到高侧栅极驱动器255-1的高侧MOSFET 215-1、耦合到低侧栅极驱动器255-2的低侧MOSFET 215-2、能量存储设备220、负载225、输出电容器230及包括反馈电阻器235、电压放大器240及一对增益电阻器245-1、245-2的反馈电路。一对增益电阻器245-1、245-2用于设置电压放大器240的增益。在一些实施方式中，如本文所述，负载225可以与高功率激光器或另一合适的设备相关联(例如，用于高功率激光器的负载225可以具有超过100瓦特(W)的功率，包括高达2400W，诸如30安培(A)×80V)。在一些实施方式中(例如，如图2所示)，能量存储设备220可以包括电感器，但是应当理解，能量存储设备220可以包括任何合适的磁场存储组件(例如，电感器和/或变压器)、电场存储组件(例如，电容器)和/或其任何合适的组合。

在一些实施方式中，如本文所述，高频切换DC/DC转换器200可以通过将输入能量临时存储在能量存储设备220中来操作，能量存储设备220在本文中可以称为电感器220，然后将存储在电感器220中的能量释放到输出(例如，在不同的电压下)。例如，高侧MOSFET215-1及低侧MOSFET 215-2通常可具有相反状态，其中高侧MOSFET 215-1在低侧MOSFET215-2关断(例如，被配置为在关断状态中操作)时导通(例如，被配置为在导通状态中操作)，且反之亦然。一般来说，微控制器250可被配置为，例如，使用提供到耦合到高侧MOSFET215-1的高侧栅极驱动器255-1及耦合到低侧MOSFET 215-2的低侧栅极驱动器255-2的相应脉冲宽度调制(PWM)信号在导通与关断状态之间切换高侧MOSFET 215-1及低侧MOSFET215-2。在一些实施方式中，如本文所述，切换DC/DC转换器200可以以高切换频率操作，该高切换频率可以包括处于或高于约100千赫兹(kHz)的频率(例如，本文所述的一些实施方式可以支持高达约600kHz的切换频率)。

在一些实施方式中，在第一状态中，高侧MOSFET 215-1可导通且低侧MOSFET 215-2可关断。在第一状态中，输入电压205(例如，电源)可产生流过高侧MOSFET 215-1及电感器220的电流，使得电流可驱动负载225。因此，在第一状态中，驱动负载225的电流也可以对电感器220充电，由此电感器220可以存储大量的能量。此外，如图所示，包括反馈电阻器235、电压放大器240和增益电阻器245的反馈电路可以基于用于驱动负载225的反馈电流产生反馈电压(例如，反馈电流是第一状态和第二状态的平均电流，因为在电流上存在低频滤波器)。例如，如所展示的，从电压放大器240输出的反馈电压可连同参考电压(在图2中展示为“REF”)一起提供到微控制器250，且微控制器250可被配置为基于反馈电阻器235上的反馈电压而调整到高侧MOSFET 215-1及低侧MOSFET 215-2的PWM信号的占空比。例如，微控制器250可调整PWM信号的占空比以在反馈电压在参考电压以下时增加高侧MOSFET 215-1导通的时间比例及/或可调整PWM信号的占空比以在反馈电压超过参考电压时增加低侧MOSFET215-2导通的时间比例。在高侧MOSFET 215-1关断且低侧MOSFET 215-2导通的情况下，可不存在源自电源(例如，输入电压205)的电流，此可致使存储于电感器220中的能量放电。此时，当电感器220放电时，放电能量可产生流过负载225且流过低侧MOSFET 215-2的电流。

因此，在一些实施方式中，高侧MOSFET 215-1及低侧MOSFET 215-2通常可根据占空比操作，所述占空比是指高侧MOSFET 215-1及低侧MOSFET 215-2在导通状态中花费的相应时间比例。例如，在其中高侧MOSFET 215-1及低侧MOSFET 215-2以75％的占空比操作的使用情况中，高侧MOSFET 215-1将在75％的时间导通且低侧MOSFET 215-2将在25％的时间导通。然而，在占空比相对较高(例如，当高侧MOSFET 215-1导通时存在长时间段且当低侧MOSFET 215-2导通时存在相对较短时间段)的情况下，电感器220的充电时间可较长，这可导致电感器220存储更多能量且因此在负载225处产生高电流或高电压。因此，微控制器250可以被配置为操作控制回路以控制高侧MOSFET 215-1和低侧MOSFET 215-2的占空比，从而控制负载225处的输出电压或输出电流。例如，微控制器250可以被配置为接收参考电压(例如，基于用户指定或用户提供的值)并且对在来自反馈电路的输出处(例如，在来自反馈电阻器235和电压放大器240的输出处)提供的反馈电压进行采样。在一些实施方式中，在微控制器250确定反馈电压超过参考电压的情况下，负载225处的输出电流可以相对较高。因此，微控制器250可减小高侧MOSFET 215-1及低侧MOSFET 215-2的目标占空比，其中减小目标占空比可包括减小高侧MOSFET 215-1导通的时间比例及增加低侧MOSFET 215-2导通的时间比例。另外或替代地，在反馈电压在参考电压以下(意味着负载225处的输出电流相对较低)的情况下，微控制器250可增加目标占空比，这可增加高侧MOSFET 215-1导通的时间比例且减小低侧MOSFET 215-2导通的时间比例。

因此，如本文所述，反馈电路(例如，包括反馈电阻器235和电压放大器240)可以被配置为将驱动负载225的输出电流转换为反馈电压。例如，输出电流可由输入电压205供应且可在高侧MOSFET 215-1导通且低侧MOSFET 215-2关断时对电感器220充电，或驱动负载225的输出电流可在高侧MOSFET 215-1关断且低侧MOSFET 215-2导通时由电感器220释放的能量供应。在任一情况下，反馈电压及参考电压可输入到微控制器250，微控制器250可输出提供到高侧栅极驱动器255-1以控制高侧MOSFET 215-1的目标状态的高侧PWM信号及提供到低侧栅极驱动器255-2以控制低侧MOSFET 215-2的目标状态的低侧PWM信号。在一些实施方式中，通过使用具有大电容值的多个输出电容器230，可以潜在地减少输出电流中的纹波。然而，在高功率激光应用或输出电流的上升时间和下降时间必须非常短(例如，对于从0A上升到20A的电流，小于20微秒(μs))的其他应用中，DC/DC转换器200可以不具有任何具有大电容值的输出电容器。因此，为了在驱动负载225的输出电流上实现小纹波，可以使用具有高切换频率的PWM信号(例如，而不是使用具有相对高电感值的电感器220，这将增加电感器220的尺寸和成本，并因此增加DC/DC转换器200的尺寸和成本)。

例如，在一些实施方式中，微控制器250可以包括具有至少两个通道的多个高分辨率定时器，其可以用于同时提供不同的高精度高分辨率频率。因此，第一(较高)频率可以用于切换MOSFET 215，并且第二(较低)频率可以用于控制回路，其中反馈电压被采样并用于计算MOSFET 215的新目标占空比。例如，微控制器250可以基于当前循环中的反馈电压来计算新的(目标)占空比，并且可以基于当前循环中的反馈电压来更新下一循环中的PWM信号的占空比(例如，每个循环中的PWM信号的占空比由前一循环中的反馈电压确定)。以这种方式，MOSFET 215可以由PWM信号以较高的切换频率切换，控制回路可以以较低的控制回路频率操作，并且电感器220可以具有低电感值，这导致驱动负载225的输出电流具有小的纹波并且切换DC/DC转换器200具有相对低的成本。此外，在一些实施方式中，与微控制器250相关联的高分辨率定时器可以被设计用于模数转换器(ADC)和故障输入，这使得切换DC/DC转换器200能够操作期望的控制环路和切换频率，并向负载225(例如，高功率激光器负载)提供连续电流、短上升时间和短下降时间。例如，在具有单个固定频率(例如，仅一个定时器)的切换DC/DC转换器中，单个定时器只能用于控制MOSFET的切换频率，这意味着微控制器的控制回路与MOSFET的切换频率(例如，100或300kHz)相同。相反，切换DC/DC转换器200中使用的微控制器250包括多个通道，这允许MOSFET 215的切换频率显著高于微控制器250的控制周期(例如，微控制器250可以支持600kHz的切换频率和300kHz的控制回路频率)。

因此，如图2中所展示且如本文中进一步详细描述，切换DC/DC转换器可包括被布置为接收输入电压205的第一晶体管(例如，高侧MOSFET)215-1及第二晶体管(例如，低侧MOSFET)215-2，其中当第一晶体管处于导通状态215-1时第二晶体管215-2处于关断状态，且当第一晶体管215-1处于关断状态时第二晶体管215-2处于导通状态。此外，切换DC/DC转换器包括能量存储设备220及负载225，能量存储设备220被配置为在第一晶体管215-1处于导通状态时存储能量且在第二晶体管215-2处于导通状态时释放所存储能量，负载225在第一晶体管215-1处于导通状态时由输入电压205产生的输出电流驱动且在第二晶体管215-2处于导通状态时由从能量存储设备220释放的所存储能量驱动。此外，切换DC/DC转换器200可以包括反馈电路(例如，反馈电阻器235、电压放大器240和一个或多个增益电阻器245)和微控制器250，反馈电路被布置为将输出电流转换为反馈电压，微控制器250被配置为触发控制回路以基于具有基于控制回路频率(例如，300kHz)的周期性的中断来读取反馈电压。在一些实施方式中，微控制器250可基于反馈电压计算第一晶体管215-1及第二晶体管215-2的目标占空比，其中目标占空比控制第一晶体管215-1及第二晶体管215-2在导通状态中花费的相应时间比例。因此，微控制器250可以基于目标占空比输出用于使第一晶体管215-1在导通状态与关断状态之间切换的第一PWM信号以及用于使第二晶体管215-2在导通状态与关断状态之间切换的第二PWM信号。例如，如本文中所描述，第一PWM信号及第二PWM信号与不同于(例如，高于)控制回路频率的切换频率相关联。

图2中所示的组件的数量和布置是作为示例提供的。切换DC/DC转换器200可以包括与图2中所示的组件相比附加的组件、更少的组件、不同的组件或不同布置的组件。附加地或替代地，切换DC/DC转换器200的一组组件(例如，一个或多个组件)可执行被描述为由切换DC/DC转换器200的另一组组件执行的一个或多个功能。

图3是与操作本文所述的高频切换DC/DC转换器中的控制回路相关联的示例过程300的流程图。在一些实施方式中，过程300可由图2中所展示的微控制器250执行。

在一些实施方式中，在本文所述的切换DC/DC转换器200的控制回路中，第一ADC通道可用于参考电压，第二ADC通道可用于反馈电压。微控制器250可以包括可以被设置用于PWM输出的高分辨率定时器，并且用于控制回路的高分辨率定时器的重置信号可以被设置为触发ADC采样(例如，通过微控制器250)。在一些实施方式中，如图3所示，用于操作控制回路的过程300可以包括当ADC采样完成时触发中断请求(IRQ)处理程序。例如，可以触发中断以启动用于以基于固定控制回路频率的周期性(诸如对于300kHz的控制回路频率每3.3μs)操作控制回路的过程300。如图3中进一步所示，在中断触发控制循环之后，中断标志可以被重置或以其他方式清除，使得过程300将在下一次迭代中(例如，在另一3.3μs内)被再次触发。微控制器250可接着读取ADC值，所述ADC值是指由反馈电路输出的反馈电压，且微控制器可计算提供到高侧及低侧栅极驱动器255的PWM信号的目标占空比值D。

例如，在一些实施方式中，微控制器250可以配置有库，该库包括用于计算目标占空比值的控制算法(例如，控制算法可以包括比例积分微分(PID)控制器函数，诸如ARM处理器的PID控制器库中的arm_pid_f32函数)。例如，微控制器可减小占空比(例如，如果反馈电压超过参考电压，那么减小高侧MOSFET 215-1导通的时间比例且增大低侧MOSFET 215-2导通的时间比例，由此减小电感器220的充电时间)。替代地，微控制器可增加占空比(例如，如果反馈电压在参考电压以下，那么增加高侧MOSFET 215-1导通的时间比例且减小低侧MOSFET 215-2导通的时间比例，由此增加电感器220的充电时间)。通常，如本文所述，参考电压可以基于用于驱动负载225的期望输出电流，其中参考电压可以经由用户接口输入到微控制器250。在一些实施方式中，在新占空比不超出极限(例如，小于或等于或以其他方式满足阈值)的情况下，微控制器然后可以用目标占空比D更新高分辨率定时器中的寄存器。以这种方式，在下一个PWM循环中，微控制器250可以输出基于目标占空比的一组PWM信号。否则，在目标占空比超出限制(例如，超过或以其他方式未能满足阈值)的情况下，中断处理功能可以在不更新高分辨率定时器中的寄存器的情况下结束(例如，如果目标占空比在给定范围之外，则不应用目标占空比，在这种情况下，占空比保持在先前值)。

在一些实施方式中，控制过程300可包含额外方面，例如上文、下文和/或结合本文中其它地方所描述的一或多个其它过程所描述的任何单个方面或方面的任何组合。此外，尽管图3示出了控制过程300的示例框，但是在一些方面，控制过程300可以包括与图3中描绘的那些框相比额外的框、更少的框、不同的框或不同布置的框。另外或替代地，控制过程300的框中的两个或更多个可以并行执行。

图4是使用单个控制回路和切换频率的DC/DC转换器中的示例波形400A相对于本文所述的高频切换DC/DC转换器中的示例波形400B的图。如本文所述，示例波形400A和示例波形400B可以各自基于包括用于微控制器的一个或多个参数的配置，该微控制器对反馈电压进行采样以计算目标占空比，该目标占空比增加或减少能量存储设备被充电的时间比例，以便调节输出电流，该输出电流在能量存储设备被充电时由输入电压驱动，或者在输出电流由电压源驱动时由存储在能量存储设备中的能量驱动。此外，如本文其他地方所述，微控制器可以被配置为生成一对PWM信号(或切换信号)以控制一对晶体管的相应状态。在图4中，示例波形400A和示例波形400B可以各自与微控制器被设置为最大系统时钟频率(例如，170兆赫(MHz))，并且切换(PWM)频率被设置为较低频率(例如，300kHz)的配置相关联。为了获得被周期性地触发以计算该对MOSFET的目标占空比的控制环路(例如，IRQ处置器功能)的运行时间，可在与该控制环路相关联的IRQ处置器功能开始时设置测试通用输入/输出(GPIO)引脚，并且可在IRQ处置器功能结束时重置测试GPIO引脚。

参考图4，附图标记401、403、405和407总体上示出了参考示例波形400A的控制回路。然而，应当理解，控制回路可以相对于波形400B以类似的方式操作，除了波形400A描绘了切换和控制回路频率相同的示例，并且波形400B描绘了切换频率高于控制回路频率的示例。如图4所示，附图标记401描绘了微控制器对切换DC/DC转换器的负载处的电流进行采样的时间段，其中采样的电流是该时间段期间的平均电流。如图4中进一步所示，附图标记403描绘了控制回路被触发的时间，并且附图标记405描绘了与基于在对应于附图标记401的时间段期间采样的电流来计算目标占空比相关联的时间段。如图4中进一步所示，附图标记407描绘了触发下一个循环的目标占空比的时间，并且附图标记409描绘了施加了下一个循环的目标占空比的PWM信号。

参考图4，在示例波形400A中，可以在测试GPIO引脚处测量底部波形410A，并且底部波形410A示出控制回路的运行时间和周期性，中间波形420A表示基于300kHz切换频率的高侧PWM切换信号。此外，应了解，基于切换频率的低侧PWM切换信号可具有与表示高侧PWM切换信号的中间波形420A类似的形状。在这种情况下，如波形410A和420A所示，控制回路和切换信号以基本上相同的频率操作(例如，PWM切换信号的最大切换频率不应超过450kHz，并且应保持在400kHz以下，以允许用于实现控制回路的代码中的主功能的一些附加运行时间)。如图4中进一步所示，在控制回路的周期性为3.3μs(例如，基于300kHz频率)的示例中，顶部波形430A是负载处的输出电流。然而，输出电流具有幅度几乎为200毫安(mA)的纹波，这可能导致差的性能。如果高侧和/或低侧PWM信号(例如，600kHz)需要更高的切换频率来减小输出纹波，则本文描述的用于实现控制回路的技术可能无法工作到最大PWM频率，其中反馈电压被采样并与参考电压进行比较以计算目标占空比，因为在一个周期中可用的总运行时间(例如，约1.7μs，这是控制回路的周期性的一半)将太短而不能充分地对反馈电压进行采样并计算最佳目标占空比。

因此，在图4中，当实现本文描述的控制技术时，可以产生示例波形400B，其中微控制器使用不同的MOSFET切换和控制频率。例如，在一些实施方式中，微控制器可以包括与高分辨率定时器相关联的多个(例如，十个)通道，并且多个通道可以各自独立地配置。如本文中其它地方所描述，一个高分辨率定时器可经配置为PWM输出通道(例如，以在不同状态之间切换MOSFET，使得输出电流由输入电压驱动同时将能量存储于电感器中，或通过释放存储于电感器中的能量)。在示例波形400B中，高分辨率定时器被配置为具有600kHz频率的通道，其用作PWM输出以切换高侧和低侧MOSFET。可以启用另一个高分辨率定时器以触发具有300kHz的较低频率的控制回路。例如，在图4中，底部波形410B是测试GPIO引脚处的测量，其示出了300kHz的控制频率，中间波形420B是具有600kHz频率的PWM切换信号，并且顶部波形430B是输出电流，尽管控制频率是PWM切换频率的一半，但是输出电流非常稳定。此外，输出电流的纹波约为100mA，其是波形430A中的纹波值的一半(例如，当控制回路和切换信号处于相同频率时)。

如上所述，图4是作为示例提供的。其它示例可以与关于图4所描述的示例不同。

图5是与具有不同控制回路和切换频率的高频切换DC/DC转换器相关联的设备500的示例组件的图。设备500可以对应于图2中所示的微控制器250。在一些实施方式中，微控制器250可以包括一个或多个设备500和/或设备500的一个或多个组件。如图5中所展示，设备500可包含总线510、处理器520、存储器530、输入组件540、输出组件550及/或通信组件560。

总线510可以包括实现设备500的组件之间的有线和/或无线通信的一个或多个组件。总线510可以将图5的两个或更多个组件耦合在一起，诸如经由操作耦合、通信耦合、电子耦合和/或电耦合。例如，总线510可以包括电连接(例如，电线、迹线和/或引线)和/或无线总线。处理器520可以包括中央处理单元、图形处理单元、微处理器、控制器、微控制器、数字信号处理器、现场可编程门阵列、专用集成电路和/或另一类型的处理组件。处理器520可以用硬件、固件或硬件和软件的组合来实现。在一些实施方式中，处理器520可以包括能够被编程为执行本文其他地方描述的一个或多个操作或过程的一个或多个处理器。

存储器530可以包括易失性和/或非易失性存储器。例如，存储器530可以包括随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、硬盘驱动器和/或另一类型的存储器(例如，闪存、磁存储器和/或光存储器)。存储器530可以包括内部存储器(例如，RAM、ROM或硬盘驱动器)和/或可移动存储器(例如，经由通用串行总线连接可移动)。存储器530可以是非暂时性计算机可读介质。存储器530可以存储与设备500的操作相关的信息、一个或多个指令和/或软件(例如，一个或多个软件应用)。在一些实施方式中，存储器530可以包括诸如经由总线510耦合(例如，通信地耦合)到一个或多个处理器(例如，处理器520)的一个或多个存储器。处理器520和存储器530之间的通信耦合可以使得处理器520能够读取和/或处理存储在存储器530中的信息和/或将信息存储在存储器530中。

输入组件540可以使得设备500能够接收输入，诸如用户输入和/或感测到的输入。例如，输入组件540可以包括触摸屏、键盘、小键盘、鼠标、按钮、麦克风、开关、传感器、全球定位系统传感器、加速度计、陀螺仪和/或致动器。输出组件550可以使得设备500能够诸如经由显示器、扬声器和/或发光二极管提供输出。通信组件560可以使得设备500能够经由有线连接和/或无线连接与其他设备通信。例如，通信组件560可以包括接收机、发射机、收发机、调制解调器、网络接口卡和/或天线。

设备500可以执行本文描述的一个或多个操作或过程。例如，非暂时性计算机可读介质(例如，存储器530)可以存储用于由处理器520执行的指令集(例如，一个或多个指令或代码)。处理器520可以执行该组指令以执行本文描述的一个或多个操作或过程。在一些实施方式中，由一个或多个处理器520执行该组指令使得一个或多个处理器520和/或设备500执行本文描述的一个或多个操作或过程。在一些实施方式中，可以使用硬连线电路代替指令或与指令组合以执行本文描述的一个或多个操作或过程。另外或替代地，处理器520可被配置为执行本文中所描述的一或多个操作或过程。因此，本文描述的实施方式不限于硬件电路和软件的任何特定组合。

图5中所示的组件的数量和布置是作为示例提供的。设备500可以包括与图5中所示的组件相比附加的组件、更少的组件、不同的组件或不同布置的组件。另外地或替代地，设备500的一组组件(例如，一个或多个组件)可以执行被描述为由设备500的另一组组件执行的一个或多个功能。

图6是与控制具有不同控制回路和切换频率的高频切换DC/DC转换器相关联的示例过程600的流程图。在一些实施方式中，图6的一或多个处理框由微控制器(例如，微控制器250)执行。在一些实施方式中，图6的一个或多个处理框由与微控制器分离或包括微控制器的另一设备或一组设备执行。另外或替代地，图6的一或多个处理框可由设备500的一或多个组件(例如，处理器520和/或存储器530)执行。

如图6所示，过程600可以包括触发控制回路以基于中断来读取反馈电压，其中中断具有基于控制回路频率的周期性(框610)。例如，微控制器可以触发控制回路以基于中断读取反馈电压，其中中断具有基于控制回路频率的周期性，如上所述。

如图6中进一步所示，过程600可以包括基于反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比，其中目标占空比控制第一晶体管和第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例(框620)。例如，微控制器可以基于反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比，其中目标占空比控制第一晶体管和第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例，如上所述。

如图6中进一步所示，过程600可以包括基于目标占空比输出第一PWM信号以使第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，以及输出第二PWM信号以使第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，其中第一PWM信号和第二PWM信号与不同于控制回路频率的切换频率相关联(框630)。例如，微控制器可以基于目标占空比输出用于使第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换的第一PWM信号和用于使第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换的第二PWM信号，其中第一PWM信号和第二PWM信号与不同于控制回路频率的切换频率相关联，如上所述。在一些实施方式中，所述第一PWM信号及所述第二PWM信号与不同于所述控制回路频率的切换频率相关联。

过程600可以包括附加实施方式，诸如下面描述的和/或结合本文其他地方描述的一个或多个其他过程描述的任何单个实施方式或实施方式的任何组合。

在第一实施方式中，计算目标占空比包括确定反馈电压在参考电压以下，并且基于反馈电压在参考电压以下来计算相对于当前占空比增加第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例的目标占空比的值。

在单独或与第一实现组合的第二实现中，基于反馈电压在参考电压以下，计算目标占空比的值以相对于当前占空比减小第二晶体管在导通状态下花费的时间的比例。

在单独或与第一和第二实施方式中的一个或多个组合的第三实施方式中，计算目标占空比包括确定反馈电压超过参考电压，并且基于反馈电压超过参考电压来计算相对于当前占空比减小第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例的目标占空比的值。

在第四实施方式中，单独地或与第一至第三实施方式中的一个或多个组合，基于反馈电压超过参考电压，计算目标占空比的值以增加第二晶体管在导通状态下花费的时间相对于当前占空比的比例。

在第五实施方式中，单独地或与第一至第四实施方式中的一个或多个组合，过程600包括当控制回路被触发时重置中断。

尽管图6示出了过程600的示例框，但是在一些实施方式中，过程600包括与图6中描绘的那些框相比附加的框、更少的框、不同的框或不同布置的框。另外地或替代地，可以并行地执行过程600的框中的两个或更多个框。

前述公开内容提供了说明和描述，但并不旨在穷举或将实施方式限制于所公开的精确形式。可以根据上述公开内容进行修改和变化，或者可以从实施方式的实践中获得修改和变化。此外，除非前述公开明确地提供了一个或多个实施方式可以不组合的原因，否则可以组合本文描述的任何实施方式。

如本文所使用的，术语“组件”旨在被广义地解释为硬件、固件和/或硬件和软件的组合。显而易见的是，本文描述的系统和/或方法可以以不同形式的硬件、固件或硬件和软件的组合来实现。用于实现这些系统和/或方法的实际专用控制硬件或软件代码不限制实现方式。因此，本文描述了系统和/或方法的操作和行为，而不参考特定的软件代码，应当理解，软件和硬件可以被设计为基于本文的描述来实现系统和/或方法。

如本文所使用的，根据上下文，满足阈值可以指大于阈值、大于或等于阈值、小于阈值、小于或等于阈值、等于阈值、不等于阈值等的值。

即使在权利要求中叙述和/或在说明书中公开了特征的特定组合，但是这些组合并不旨在限制各种实施方式的公开内容。事实上，这些特征中的许多可以以权利要求书中未具体叙述和/或说明书中未公开的方式组合。尽管下面列出的每个从属权利要求可以直接从属于仅一个权利要求，但是各种实施方式的公开包括每个从属权利要求与权利要求集中的每个其他权利要求的组合。如本文所使用的，提及项目列表中的“至少一个”的短语是指这些项目的任何组合，包括单个成员。作为示例，“a、b或c中的至少一个”旨在涵盖a、b、c、a-b、a-c、b-c和a-b-c，以及与多个相同项目的任何组合。

除非明确描述如此，否则本文使用的元件、动作或指令不应被解释为关键或必要的。此外，如本文所使用的，冠词“一”和“一个”旨在包括一个或多个项目，并且可以与“一个或多个”互换使用。此外，如本文所使用的，冠词“该”旨在包括结合冠词“该”引用的一个或多个项目，并且可以与“一个或多个”互换使用。此外，如本文所使用的，术语“集合”旨在包括一个或多个项目(例如，相关项目、不相关项目、或者相关和不相关项目的组合)。在仅意图一个项目的情况下，使用短语“仅一个”或类似语言。此外，如本文所使用的，术语“具有(has)”、“具有(have)”、“具有(having)”等旨在是开放式术语。此外，除非另有明确说明，否则短语“基于”旨在表示“至少部分地基于”。此外，如本文所使用的，术语“或”在串联使用时旨在是包含性的，并且可以与“和/或”互换使用，除非另有明确说明(例如，如果与“任一”或“中的仅一个”组合使用)。

Claims (20)

1.一种切换直流/直流(DC/DC)转换器，包括：

第一晶体管，所述第一晶体管被布置为接收输入电压；

第二晶体管，其中当所述第一晶体管处于导通状态时，所述第二晶体管处于关断状态，并且当所述第一晶体管处于关断状态时，所述第二晶体管处于导通状态；

能量存储设备，所述能量存储设备被配置为当所述第一晶体管处于导通状态时存储能量，并且当所述第二晶体管处于导通状态时释放所存储的能量；

负载，当所述第一晶体管处于导通状态时，所述负载由所述输入电压产生的输出电流驱动，并且当所述第二晶体管处于导通状态时，所述负载由从所述能量存储设备释放的所存储的能量驱动；

反馈电路，所述反馈电路被布置为将所述输出电流转换成反馈电压；以及

微控制器，其被配置为：

触发控制回路以基于中断读取所述反馈电压，其中所述中断具有基于控制回路频率的周期性；

基于所述反馈电压计算所述第一晶体管和所述第二晶体管的目标占空比，其中所述目标占空比控制所述第一晶体管和所述第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例；以及

基于所述目标占空比输出第一脉宽调制(PWM)信号以使所述第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，并且输出第二PWM信号以使所述第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，

其中所述第一PWM信号及所述第二PWM信号与不同于所述控制回路频率的切换频率相关联。

2.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，基于所述反馈电压在参考电压以下，所述目标占空比相对于当前占空比增加所述第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例。

3.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，基于所述反馈电压超过参考电压，所述目标占空比相对于当前占空比减小所述第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例。

4.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，所述第一PWM信号被提供到耦合到所述第一晶体管的第一栅极驱动器，且所述第二PWM信号被提供到耦合到所述第二晶体管的第二栅极驱动器。

5.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，所述微控制器还被配置为在所述控制回路被触发时重置所述中断。

6.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，所述切换频率高于所述控制回路频率。

7.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，所述负载是高功率激光器。

8.根据权利要求1所述的切换DC/DC转换器，其中，所述能量存储设备包括磁场组件或电场组件。

9.一种用于操作直流/直流(DC/DC)转换器的方法，包括：

当第一晶体管处于导通状态时，基于提供给所述第一晶体管的输入电压生成驱动负载的输出电流，

其中，当所述第一晶体管处于导通状态时，存储设备存储能量；

当第二晶体管处于导通状态时，基于由所述存储设备存储的能量来生成用于驱动所述负载的输出电流，

其中，当所述第一晶体管处于导通状态时，所述第二晶体管处于关断状态，并且当所述第一晶体管处于关断状态时，所述第二晶体管处于导通状态；

由微控制器触发控制回路以基于中断读取基于所述输出电流的反馈电压，所述中断具有基于控制回路频率的周期性；

由所述微控制器基于所述反馈电压计算所述第一晶体管和所述第二晶体管的目标占空比；以及

由所述微控制器基于所述目标占空比输出第一脉冲宽度调制(PWM)信号以使所述第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，并且输出第二PWM信号以使所述第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，

其中所述第一PWM信号及所述第二PWM信号与不同于所述控制回路频率的切换频率相关联。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，计算所述目标占空比包括：

确定所述反馈电压在参考电压以下；以及

基于所述反馈电压在所述参考电压以下，计算相对于当前占空比增加所述第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例的目标占空比的值。

11.根据权利要求9所述的方法，其中，计算所述目标占空比包括：

确定所述反馈电压超过参考电压；以及

基于所述反馈电压超过所述参考电压，计算相对于当前占空比减小所述第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例的目标占空比的值。

12.根据权利要求9所述的方法，其中，所述第一PWM信号被提供给耦合到所述第一晶体管的第一栅极驱动器，并且所述第二PWM信号被提供给耦合到所述第二晶体管的第二栅极驱动器。

13.根据权利要求9所述的方法，其中，所述切换频率高于所述控制回路频率。

14.根据权利要求9所述的方法，其中，所述存储设备包括电感器。

15.一种用于控制直流/直流(DC/DC)转换器的方法，包括：

由微控制器触发控制回路以基于中断读取反馈电压，其中所述中断具有基于控制回路频率的周期性；

由所述微控制器基于所述反馈电压计算第一晶体管和第二晶体管的目标占空比，其中所述目标占空比控制所述第一晶体管和所述第二晶体管在导通状态下花费的相应时间比例；以及

由所述微控制器并且基于所述目标占空比输出第一脉冲宽度调制(PWM)信号以使所述第一晶体管在导通状态与关断状态之间切换，并且输出第二PWM信号以使所述第二晶体管在导通状态与关断状态之间切换，

其中所述第一PWM信号及所述第二PWM信号与不同于所述控制回路频率的切换频率相关联。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，计算所述目标占空比包括：

确定所述反馈电压在参考电压以下；以及

基于所述反馈电压在所述参考电压以下，计算相对于当前占空比增加所述第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例的所述目标占空比的值。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，基于所述反馈电压在所述参考电压以下，计算所述目标占空比的值以相对于所述当前占空比减小所述第二晶体管在导通状态下花费的时间的比例。

18.根据权利要求15所述的方法，其中，计算所述目标占空比包括：

确定所述反馈电压超过参考电压；以及

基于所述反馈电压超过所述参考电压，计算相对于当前占空比减小所述第一晶体管在导通状态下花费的时间的比例的目标占空比的值。

19.根据权利要求18所述的方法，其中，基于所述反馈电压超过所述参考电压，计算所述目标占空比的值以增加所述第二晶体管在导通状态下花费的时间相对于所述当前占空比的比例。

20.根据权利要求16所述的方法，还包括：

当所述控制回路被触发时重置所述中断。