CN117335749A - 一种多核多模压控振荡器及芯片 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多核多模压控振荡器及芯片，属于电子通信技术的毫米波前端电路领域。其中压控振荡器包括：若干个多模谐振器，所述多模谐振器包括六个端口A～F；包括三个差分线圈L₁、L₂、L_A和调谐电容C₁、C₂；两个振荡核心，振荡核心产生的负阻抗将会抵消谐振器的损耗；第一振荡核心连接端口A、B，第二振荡核心连接端口C、D；三个开关组，其中第一开关组和第二开关组均连接两个振荡核心，用于控制两振荡核心之间的相位关系，从而控制多模谐振器中变压器的耦合状态；第三开关组连接端口E、F，用于控制差分线圈L_A上产生的电流方向。本发明通过引入额外电感的磁耦合拓展技术，可以在不增加振荡核心的前提下增加振荡模式。

Description

一种多核多模压控振荡器及芯片

技术领域

本发明涉及电子通信技术的毫米波前端电路领域，尤其涉及一种多核多模压控振荡器及芯片。

背景技术

面对现代无线通信技术越来越高的传输容量和传输速率的需求，拥有绝对带宽优势的毫米波宽带通信系统正成为重要的解决方案。3GPP公布的通信标准中，n257、n258、n260、n261构成的FR2频段主要分布在24.25～40GHz，每个频带之间各有重叠。相比于每个频带都用单独的本振提供信号，覆盖24.25～40GHz的宽带本振方案能够降低系统复杂度、提高通信系统的可重用性。振荡器作为收发机中提供本振的核心模块，它的频率调谐范围决定了收发机的工作频带，相位噪声决定了发射信号的信噪比、EVM和接收链路的误码率。

为了得到相位噪声足够低的本振信号，基于LC谐振器的压控振荡器成为了主流。但是LC谐振器的频率范围不够宽，无源部分的电感也会占据较大的面积，因此如何在有限的面积下拓展压控振荡器的频率调谐范围，同时又保证足够低的相位噪声成为了亟待解决的难题。目前设计宽带压控振荡器的方案有开关电容、开关电感和模式切换等，其中模式切换的多模谐振器可产生多个谐振模式，结合开关阵列控制不同振荡核心之间的相位关系，从而切换不同的谐振模式，得到不同的自由振荡频率。每种模式又可以通过同一组变容管和电容阵列实现宽频率范围的连续覆盖。这种方案面积紧凑，能够结合多核结构实现较低的相噪性能，较好地平衡了频率范围和相位噪声之间的矛盾。

在目前现有的技术方案中，第一现有文献利用谐振器的差模和共模实现了一款四核双模压控振荡器；该文献中的四核双模振荡器虽然有两种振荡模式，但是相对带宽只有16.5％，难以满足当前通信系统的宽带要求，并且使用了四个振荡核心，振荡器功耗较高。第二现有文献则是在变压器谐振器奇模和偶模的基础上，通过额外增加两个交叉耦合对振荡核心实现变压器的可重构，从而引入第三种模式，实现了一款双核三模压控振荡器；该文献中虽然有四个交叉耦合对，但在尾电流源的控制下，每种模式只有两个交叉耦合对工作，另外两个不工作的交叉耦合对截止，一方面将降低谐振器Q值，另一方面将贡献一部分寄生电容，并不适用于毫米波频段的设计。第三现有文献提出了电磁混合耦合多阶谐振器，利用变压器线圈之间的磁耦合和电容之间的电耦合，在四个振荡核心的情况下实现了四种模式，在覆盖倍频程范围的同时保持了良好的相位噪声性能；该文献虽然通过四种模式覆盖了20～40GHz的倍频程，但是引入的两个电耦合模式损失了电容阵列的调谐范围，同时设计的二维模式切换开关阵列共需要16个开关，也会引入新的寄生电容，导致工作频率向低频偏移。

发明内容

为至少一定程度上解决现有技术中存在的技术问题之一，本发明的目的在于提供一种多核多模压控振荡器及芯片。

本发明所采用的技术方案是：

一种多核多模压控振荡器，包括：

若干个多模谐振器，所述多模谐振器包括六个端口A～F；所述多模谐振器采用对称结构制成，包括三个差分线圈L₁、L₂、L_A和调谐电容C₁、C₂，差分线圈L₁分别连接端口A、B，差分线圈L₂分别连接端口C、D，差分线圈L_A分别连接端口E、F；

两个振荡核心，由交叉耦合对构成，振荡核心产生的负阻抗将会抵消谐振器的损耗，以保持谐振器的谐振状态；其中，第一振荡核心连接端口A、B，第二振荡核心连接端口C、D；

三个开关组，其中第一开关组和第二开关组均连接两个振荡核心，用于控制两振荡核心之间的相位关系，从而控制多模谐振器中变压器的耦合状态；第三开关组连接端口E、F，用于控制差分线圈L_A上产生的电流方向。

进一步地，三个差分线圈L₁、L₂、L_A两两之间相互耦合；所述多模谐振器包括结构对称的第一侧和第二侧，其中第一侧中的电路结构如下：

所述差分线圈L₁的同名端连接端口A，所述差分线圈L₁的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₁的一端连接端口A，所述调谐电容C₁的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L₂的同名端连接端口C，所述差分线圈L₂的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₂的一端连接端口C，所述调谐电容C₂的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L_A的同名端连接端口E，所述差分线圈L_A的异名端连接第二侧；

其中，差分线圈L₁和差分线圈L₂之间的耦合系数分别为k_m，差分线圈L₁和差分线圈L_A之间的耦合系数分别为k_1A，差分线圈L₂和差分线圈L_A之间的耦合系数分别为k_2A。

进一步地，差分线圈L₁和差分线圈L_A之间的耦合，差分线圈L₂和差分线圈L_A之间的耦合；所述多模谐振器包括结构对称的第一侧和第二侧，分线圈L₁和差分线圈L₂之间的耦合采用T形等效电路来替换，其中第一侧中的电路结构如下：

所述差分线圈L₁的同名端连接端口A，所述差分线圈L₁的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₁的一端连接端口A，所述调谐电容C₁的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L₂的同名端连接端口C，所述差分线圈L₂的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₂的一端连接端口C，所述调谐电容C₂的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L₁的异名端和差分线圈L₂的异名端之间串联有结构相同的第三电感和第四电感；

所述差分线圈L_A的同名端连接端口E，所述差分线圈L_A的异名端连接第二侧。

进一步地，所述振荡核心包括第一晶体管、第二晶体管和尾电流源可调谐阵列；

所述第一晶体管的漏极作为振荡核心的第一端口，所述第一晶体管的源极连接尾电流源可调谐阵列；

所述第二晶体管的漏极作为振荡核心的第二端口，所述第二晶体管的源极连接尾电流源可调谐阵列；

所述第一晶体管的栅极连接第二端口，所述第二晶体管的栅极连接第一端口；

所述尾电流源可调谐阵列用于调整尾电流的大小，同时控制振荡核心提供的负阻抗大小。

进一步地，所述第一开关组和第二开关组的结构相同，采用开关信号SW₁控制第一开关组，采用开关信号SW₂控制第二开关组；

所述第一开关组包括第三晶体管和第四晶体管，所述第二开关组包括第五晶体管和第六晶体管；

所述第三晶体管的栅极连接开关信号SW₁，所述第三晶体管的漏极连接第一输入端，所述第三晶体管的源极连接第一输出端；所述第四晶体管的栅极连接开关信号SW₁，所述第四晶体管的漏极连接第二输入端，所述第四晶体管的源极连接第二输出端；

所述第五晶体管的栅极连接开关信号SW₂，所述第五晶体管的漏极连接第一输入端，所述第五晶体管的源极连接第一输出端；所述第六晶体管的栅极连接开关信号SW₂，所述第六晶体管的漏极连接第二输入端，所述第六晶体管的源极连接第二输出端。

进一步地，所述第三开关组包括一个开关以及与所述开关并联的交叉耦合对负阻电路；采用开关信号SW₃控制所述开关的导通和断开；当开关导通时，与开关并联的负阻被短路，谐振器中差分线圈L_A产生的电流方向遵从楞次定律；当开关断开时，负阻接入谐振器，差分线圈L_A产生的电流方向与楞次定律相反。

进一步地，所述开关为晶体管M_A，所述交叉耦合对负阻电路包括第七晶体管、第八晶体管、第一反相器和第二反相器；

所述第一反相器的输入端连接开关信号SW₃，所述第一反相器的输出端连接所述第二反相器的输入端，所述第二反相器的输出端连接晶体管M_A的栅极；

所述晶体管M_A的漏极作为第三开关组的输入端，所述晶体管M_A的源极作为第三开关组的输出端；

所述第七晶体管的漏极连接第三开关组的输入端，所述第七晶体管的栅极连接第三开关组的输出端，所述第七晶体管的源极接地；

所述第八晶体管的漏极连接第三开关组的输出端，所述第八晶体管的栅极连接第三开关组的输入端，所述第八晶体管的源极接地。

进一步地，所述第三开关组包括多个开关，通过控制所述多个开关使差分线圈L_A呈现8字形电感或者0字形电感，其中8字形电感对应一个模式，0字形电感对应另一个模式。

进一步地，所述多核多模压控振荡器包括两个多模谐振器，结合电耦合拓展为适用于四核六模的六模谐振器四端口网络；

其中，第一多模谐振器中的端口A、B记为端口1，第一多模谐振器中的端口C、D记为端口2；第二多模谐振器中的端口A、B记为端口3，第二多模谐振器中的端口C、D记为端口4；所述第一多模谐振器的端口A与所述第二多模谐振器的端口B连接有电容C_e，所述第一多模谐振器的端口B与所述第二多模谐振器的端口A连接有电容C_e，所述第一多模谐振器的端口C与所述第二多模谐振器的端口D连接有电容C_e，所述第一多模谐振器的端口D与所述第二多模谐振器的端口C连接有电容C_e；

当端口1和端口3反相时，电容C_e被短路，接入谐振器的电容为C₁；当端口1和端口3同相时，电容C_e被接入电路，此时电容实现粗调，由原来的C₁变成C₁+C_e，引入新的模式。

本发明所采用的另一技术方案是：

一种芯片，包括如上所述的一种多核多模压控振荡器。

本发明的有益效果是：本发明通过引入额外电感的磁耦合拓展技术，可以在不增加振荡核心的前提下增加振荡模式。本发明提供的多核多模振荡器实现了宽带范围内的低相位噪声，同时具有良好的相位噪声平坦度，且大大减小了芯片面积。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或者现有技术中的技术方案，下面对本发明实施例或者现有技术中的相关技术方案附图作以下介绍，应当理解的是，下面介绍中的附图仅仅为了方便清晰表述本发明的技术方案中的部分实施例，对于本领域的技术人员而言，在无需付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获取到其他附图。

图1是本发明实施例中一种多核多模压控振荡器的框图；

图2是本发明实施例中多模谐振器的示意图；

图3是本发明实施例中振荡核心的示意图；

图4是本发明实施例中第一开关组和第二开关组的示意图；

图5是本发明实施例中第三开关组的示意图；

图6是本发明实施例中端口同相情况下等效电感分析示意图；

图7是本发明实施例中端口反相情况下等效电感分析示意图；

图8是本发明实施例中引入开关电感之后端口同相和反相情况下的等效电感分析示意图；

图9是本发明实施例中三模谐振网络在第三组开关导通和断开时的输入阻抗的示意图；

图10是本发明实施例中基于具有多种磁耦合模式的六模谐振器四端口网络的示意图；

图11是本发明实施例中六模谐振网络在第三组开关导通和断开时的输入阻抗的示意图；

图12是本发明实施例中采用T型等效电路替换变压器的多模谐振器的示意图；

图13是本发明实施例中采用可重构来产生新的磁耦合模式时多模谐振器的示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。对于以下实施例中的步骤编号，其仅为了便于阐述说明而设置，对步骤之间的顺序不做任何限定，实施例中的各步骤的执行顺序均可根据本领域技术人员的理解来进行适应性调整。

在本发明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下、前、后、左、右等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，若干的含义是一个或者多个，多个的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。

此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。

总的来说，现有的宽带压控振荡器主要存有以下问题：1)传统的宽带压控振荡器方案在面对现代无线通信更高的宽带要求时会面临相噪恶化、功率平坦度差等问题。另外受限于单一模式，难以突破倍频程的调谐范围。2)现有的多核多模压控振荡器大多数只有两种磁耦合模式，电耦合模式的引入本质上就是对LC谐振器中的电容进行粗调，它的引入会损失电容阵列的可调谐范围。3)利用变压器结构的可重构引入第三个磁耦合模式的方案需要通过控制额外的交叉耦合对导通和截止来实现可重构，结构复杂，引入的寄生参数不利于毫米波段的设计。4)难以实现带宽、相位噪声和功耗之间的折衷，平坦的相位噪声曲线也难以得到。

实施例1

基于此，如图1所示，本实施例提供一种基于具有多种磁耦合模式的多模谐振器的多核多模压控振荡器，包括：

若干个多模谐振器，所述多模谐振器包括六个端口A～F；所述多模谐振器采用对称结构制成，包括三个差分线圈L₁、L₂、L_A和调谐电容C₁、C₂，差分线圈L₁分别连接端口A、B，差分线圈L₂分别连接端口C、D，差分线圈L_A分别连接端口E、F；

两个振荡核心，由交叉耦合对构成，振荡核心产生的负阻抗将会抵消谐振器的损耗，以保持谐振器的谐振状态；其中，第一振荡核心连接端口A、B，第二振荡核心连接端口C、D；

三个开关组，其中第一开关组和第二开关组均连接两个振荡核心，用于控制两振荡核心之间的相位关系，从而控制多模谐振器中变压器的耦合状态；第三开关组连接端口E、F，用于控制差分线圈L_A上产生的电流方向。

作为一种可选的实施方式，如图2所示，本实施例采用的多模谐振器一共有六个端口(A～F)，由三个差分线圈(L₁、L₂、L_A)、调谐电容(C₁、C₂)和第三开关组(SW_L、-G_m)构成。其中差分线圈两两之间相互耦合，耦合系数分别为k_m、k_1A和k_2A。

如图3所示，AB和CD两端口间连接了由交叉耦合对构成的振荡核心，振荡核心产生的负阻抗将会抵消谐振器的损耗，从而保持谐振器的谐振状态。振荡核心之间通过图4所示的第一、第二开关组相互连接，通过控制开关信号SW₁和SW₂的导通和断开来控制两振荡核心之间的相位关系，从而控制多模谐振器中变压器的耦合状态。

EF端口连接的第三开关组结构如图5所示，主要由一个开关和交叉耦合对负阻电路并联而成，开关信号SW₃控制该开关的导通和断开。当开关导通时，与之并联的负阻被短路，谐振器中L_A产生的电流方向遵从楞次定律；当开关断开时，负阻接入谐振器，L_A产生的电流方向与楞次定律相反。通过控制SW₁～SW₃的开关信号来改变多模谐振器的工作模式，从而实现振荡频率的粗调，然后再通过电容阵列和变容管来实现振荡频率的精调。

作为一种可选的实施方式，如图12所示，多模谐振器中所有变压器可以使用T型等效电路代替，如图12给出的方案是用T型等效电路代替L₁和L₂构成的变压器。需要注意的是，不仅可以替换L₁和L₂构成的变压器，也可以替换其他线圈构成的变压器，如L₁和L_A，故其他的替换方式都应该落入本申请的保护范围内。

作为一种可选的实施方式，如图13所示，无需通过负阻和开关导通进行拓展磁耦合模式，而是使用可重构的8字形和0字形的电感形状进行拓展，即其中一个模式使用0字形电感，另一个模式使用8字形电感，可产生与0字形电感相反的耦合效果，从而产生更多的磁耦合模式。具体地，当开关SW₈导通，开关SW₀断开，线圈L_A呈现8字形电感；当开关SW₀导通，开关SW₈断开，线圈L_A呈现0字形电感。

综上所述，其他任意使用T型等效电路代替本发明提出的多模谐振器中的变压器、利用可重构来产生新的磁耦合模式、采用任何能够提供负阻的振荡核心和开关组电路都应属于本发明的保护范围。

具体地，如图3所示，所述振荡核心包括第一晶体管M1、第二晶体管M2和尾电流源可调谐阵列；

所述第一晶体管M1的漏极作为振荡核心的第一端口，所述第一晶体管M1的源极连接尾电流源可调谐阵列；

所述第二晶体管M2的漏极作为振荡核心的第二端口，所述第二晶体管M2的源极连接尾电流源可调谐阵列；

所述第一晶体管M1的栅极连接第二端口，所述第二晶体管M2的栅极连接第一端口；

所述尾电流源可调谐阵列用于调整尾电流的大小，同时控制振荡核心提供的负阻抗大小。

具体地，如图4所示，所述第一开关组和第二开关组的结构相同，采用开关信号SW₁控制第一开关组，采用开关信号SW₂控制第二开关组；

所述第一开关组包括第三晶体管M3和第四晶体管M4，所述第二开关组包括第五晶体管M5和第六晶体管M6；

所述第三晶体管M3的栅极连接开关信号SW₁，所述第三晶体管M3的漏极连接第一输入端，所述第三晶体管M3的源极连接第一输出端；所述第四晶体管M4的栅极连接开关信号SW₁，所述第四晶体管M4的漏极连接第二输入端，所述第四晶体管M4的源极连接第二输出端；

所述第五晶体管M5的栅极连接开关信号SW₂，所述第五晶体管M5的漏极连接第一输入端，所述第五晶体管M5的源极连接第一输出端；所述第六晶体管M6的栅极连接开关信号SW₂，所述第六晶体管M6的漏极连接第二输入端，所述第六晶体管M6的源极连接第二输出端。

具体地，如图5所示，所述开关为晶体管M_A，所述交叉耦合对负阻电路包括第七晶体管M7、第八晶体管M8、第一反相器和第二反相器；

所述第一反相器的输入端连接开关信号SW₃，所述第一反相器的输出端连接所述第二反相器的输入端，所述第二反相器的输出端连接晶体管M_A的栅极；

所述晶体管M_A的漏极作为第三开关组的输入端，所述晶体管M_A的源极作为第三开关组的输出端；

所述第七晶体管M7的漏极连接第三开关组的输入端，所述第七晶体管M7的栅极连接第三开关组的输出端，所述第七晶体管M7的源极接地；

所述第八晶体管M8的漏极连接第三开关组的输出端，所述第八晶体管M8的栅极连接第三开关组的输入端，所述第八晶体管M8的源极接地。

作为一种可选的实施方式，上述电路中所使用到的晶体管，可以采用NMOS管，也可以采用PMOS管。

作为一种可选的实施方式，在振荡核心中，使用的NMOS管可以用PMOS管、互补对称的CMOS结构代替。在开关组中，使用的PMOS管可以由NMOS代替。

以下结合附图对上述的电路工作原理进行说明。

为了简化模型，先对只包含两个线圈(L₁、L₂)的变压器双端口网络进行分析，由于多模谐振网络的高度对称性，可只取半边电路进行分析。

1)A端口与C端口同相时的半边电路如图6(a)所示，其中，用符号“+”表示同相。此时线圈L₁、L₂中的电流都从同名端流入，变压器同相耦合，处于偶模状态。变压器经过T型网络等效之后得到的谐振网络如图6(b)所示，其中表示互感系数，r₁和r₂分别表示电感L₁和L₂的损耗，经过整理之后可以得到图6(c)，从端口A看进去的等效电感为(L₁+M)，端口C看进去的等效电感为(L₂+M)，在L₁＝L₂、C₁＝C₂的情况下，谐振频率为同理可得到此时B端口与D端口谐振频率与ω₁一致。

2)A端口与C端口反相时的半边电路如图7(a)所示，其中，用符号“-”表示同相。此时线圈L₁的电流从同名端流入，L₂中的电流从异名端流入，变压器反相耦合，处于奇模状态。变压器经过T型网络等效之后得到的谐振网络如图7(b)所示，其中表示互感系数，其正负符号由耦合方向决定，经过整理之后可以得到图7(c)，从端口A看进去的等效电感为(L₁-M)，端口C看进去的等效电感为(L₂-M)，在L₁＝L₂、C₁＝C₂的情况下，谐振频率为同理可得到此时B端口与D端口谐振频率与ω₂一致。

3)接下来对引入第三个线圈L_A之后的半边电路进行分析。如图8(a)所示，开关M_A和负阻-G_m将控制流过L_A的电流方向。当开关M_A导通时，等效电路如图8(b-1)所示，其中，r_A表示电感L_A的损耗，R_A表示M_A的导通电阻、C_A表示M_A的寄生电容。当A端口被激励，产生流过L₁的电流I₁时，由法拉第电磁感应定律可知，将会在L_A和L₂上激发出方向相反的电流I_A、I₂。而I_A又会在L₂上感应出与I_A方向相反的电流，抵消一部分L₁激发的I₁₂，相当于减小了L₁对L₂的耦合影响。同样的道理，L_A的存在也将减小L₂对L₁的耦合影响。当A端口与C端口同相激励时，得到的等效二端口网络如图8(c-1)所示，从端口A看进去的等效电感为(L₁+M-Δ₁)，端口C看进去的等效电感为(L₂₊M-Δ₂)，其中 在L₁＝L₂、C₁＝C₂、k_1A＝k_2A的情况下，Δ₁＝Δ₂，谐振频率为/>同理可得到此时B端口与D端口谐振频率与ω₃一致。

4)当A端口与C端口反向相激励时，得到的等效二端口网络如图8(d-1)所示，从端口A看进去的等效电感为(L₁-M+Δ₃)，端口C看进去的等效电感为(L₂-M+Δ₄)，其中Δ₃＝在L₁＝L₂、C₁＝C₂、k_1A＝k_2A的情况下，Δ₁＝Δ₂＝0，谐振频率为/>与ω₂一致。同理可得到此时B端口与D端口谐振频率与ω₄一致。如果要得到与ω₂不同的ω₄，需要设置不对称网络，使得/>为了简化说明，这里仅进行对称网络的分析，不对称网络的分析方法完全一致。

5)当开关M_A断开时，-G_m接入电路，等效电路如图8(b-2)所示。当A端口被激励，产生流过L₁的电流I₁时，由负阻的关系，将会在L_A上感应出与图8(b-1)方向相反的I_A，I₂电流方向保持不变，此时I_A在L₂上感应出与I_A方向相反的电流，与L₁激发的I₁₂叠加，相当于增强了L₁对L₂的耦合影响。同样的道理，L_A的存在也将增大L₂对L₁的耦合影响。当A端口与C端口同相激励时，得到的等效二端口网络如图8(c-2)所示，从端口A看进去的等效电感为(L₁+M+Δ₁)，端口C看进去的等效电感为(L₂+M+Δ₂)，在L₁＝L₂、C₁＝C₂、k_1A＝k_2A的情况下，Δ₁＝Δ₂，谐振频率为同理可得到此时B端口与D端口谐振频率与ω₅一致。

6)当A端口与C端口反向相激励时，得到的等效二端口网络如图8(d-2)所示，从端口A看进去的等效电感为(L₁-M-Δ₃)，端口C看进去的等效电感为(L₂-M-Δ₄)，在L₁＝L₂、C₁＝C₂、k_1A＝k_2A的情况下，Δ₁＝Δ₂＝0，谐振频率为与ω₂一致。同理可得到此时B端口与D端口谐振频率与ω₆一致。同样，如果要得到与ω₂不同的ω₆，需要设置不对称网络，使得Δ₁≠0，Δ₂≠0。

通过上述1)-6)中情况的分析，本实施例采用的多模谐振网络在第三个线圈的引入下增加了新的磁耦合模式，在没有相位激励的情况下，通过控制第三组开关的导通和断开一共可实现如图9所示的三个谐振峰。在压控振荡器工作过程中通过控制不同开关组的通断来选择不同的谐振模式。

基于上述工作原理，最终实现一种具有多种磁耦合模式，并且能够覆盖多个5G毫米波频段的超宽带压多核多模振荡器。

实施例2，

本实施例基于实施例1提出的磁耦合拓展技术，结合电耦合可拓展为适用于四核六模的六模谐振器四端口网络，其电路细节如图10所示。在本实施例包括两个多模谐振器，第一多模谐振器的端口A与第二多模谐振器的端口B连接有电容C_e，第一多模谐振器的端口B与第二多模谐振器的端口A连接有电容C_e，第一多模谐振器的端口C与第二多模谐振器的端口D连接有电容C_e，第一多模谐振器的端口D与第二多模谐振器的端口C连接有电容C_e。

当端口1和端口3反相时，C_e被短路，接入谐振器的电容为C₁，当端口1和端口3同相时，C_e被接入电路，此时电容实现粗调，由原来的C₁变成(C₁+C_e)，引入新的模式。端口2和端口4的分析同理。在没有相位激励的情况下，通过控制第三组开关的导通和断开以及电耦合的引入一共可实现如图11所示的六个谐振峰。通过开关组的通断控制谐振器的工作模式，最终可实现六种工作模式。

综上所述，本发明的多核多模压控振荡器，相对于现有技术，至少具有如下优点及有益效果：

(1)本发明提出了一种磁耦合拓展技术，在传统变压器的两种磁耦合模式的基础上引入了新的磁耦合模式，可以在不增加振荡核心的前提下增加振荡模式。其中基于引入额外电感的磁耦合拓展技术，包括但不限于使用开关、负阻和可重构变压器的形式来进行切换。

(2)基于磁耦合拓展技术，本发明提出的具有多种磁耦合模式的多模谐振器的多核多模振荡器实现了宽带范围内的低相位噪声，同时具有良好的相位噪声平坦度。

(3)三模、六模谐振器网络结构及其中任意变压器经T型等效网络变换之后的结构，或者随着端口数的增加进一步拓展的更多模谐振器网络。

(4)利用多核多模谐振器，相比起分立的多频段压控振荡器，本发明大大减小了芯片面积。

基于上述的多核多模压控振荡器，本实施例还提供一种通信芯片，该通信芯片可应用于通信设备中，该通信设备可以为移动智能终端、平板电脑、智能手环、智能手表、笔记本、智能家居等具有无线通信功能的设备。

在本说明书的上述描述中，参考术语“一个实施方式/实施例”、“另一实施方式/实施例”或“某些实施方式/实施例”等的描述意指结合实施方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施方式或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施方式，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施方式进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明并不限于上述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (10)

1.一种多核多模压控振荡器，其特征在于，包括：

若干个多模谐振器，所述多模谐振器包括六个端口A～F；所述多模谐振器采用对称结构制成，包括三个差分线圈L₁、L₂、L_A和调谐电容C₁、C₂，差分线圈L₁分别连接端口A、B，差分线圈L₂分别连接端口C、D，差分线圈L_A分别连接端口E、F；

两个振荡核心，振荡核心产生的负阻抗将会抵消谐振器的损耗，以保持谐振器的谐振状态；其中，第一振荡核心连接端口A、B，第二振荡核心连接端口C、D；

三个开关组，其中第一开关组和第二开关组均连接两个振荡核心，用于控制两振荡核心之间的相位关系，从而控制多模谐振器中变压器的耦合状态；第三开关组连接端口E、F，用于控制差分线圈L_A上产生的电流方向。

2.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，三个差分线圈L₁、L₂、L_A两两之间相互耦合；所述多模谐振器包括结构对称的第一侧和第二侧，其中第一侧中的电路结构如下：

所述差分线圈L₁的同名端连接端口A，所述差分线圈L₁的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₁的一端连接端口A，所述调谐电容C₁的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L₂的同名端连接端口C，所述差分线圈L₂的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₂的一端连接端口C，所述调谐电容C₂的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L_A的同名端连接端口E，所述差分线圈L_A的异名端连接第二侧；

其中，差分线圈L₁和差分线圈L₂之间的耦合系数分别为k_m，差分线圈L₁和差分线圈L_A之间的耦合系数分别为k_1A，差分线圈L₂和差分线圈L_A之间的耦合系数分别为k_2A。

3.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，差分线圈L₁和差分线圈L_A之间的耦合，差分线圈L₂和差分线圈L_A之间的耦合；所述多模谐振器包括结构对称的第一侧和第二侧，其中第一侧中的电路结构如下：

所述差分线圈L₁的同名端连接端口A，所述差分线圈L₁的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₁的一端连接端口A，所述调谐电容C₁的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L₂的同名端连接端口C，所述差分线圈L₂的异名端连接第二侧；所述调谐电容C₂的一端连接端口C，所述调谐电容C₂的另一端连接第二侧；

所述差分线圈L₁的异名端和差分线圈L₂的异名端之间串联有结构相同的第三电感和第四电感；

所述差分线圈L_A的同名端连接端口E，所述差分线圈L_A的异名端连接第二侧。

4.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，所述振荡核心包括第一晶体管、第二晶体管和尾电流源可调谐阵列；

所述第一晶体管的漏极作为振荡核心的第一端口，所述第一晶体管的源极连接尾电流源可调谐阵列；

所述第二晶体管的漏极作为振荡核心的第二端口，所述第二晶体管的源极连接尾电流源可调谐阵列；

所述第一晶体管的栅极连接第二端口，所述第二晶体管的栅极连接第一端口；

所述尾电流源可调谐阵列用于调整尾电流的大小。

5.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，所述第一开关组和第二开关组的结构相同，采用开关信号SW₁控制第一开关组，采用开关信号SW₂控制第二开关组；

所述第一开关组包括第三晶体管和第四晶体管，所述第二开关组包括第五晶体管和第六晶体管；

所述第三晶体管的栅极连接开关信号SW₁，所述第三晶体管的漏极连接第一输入端，所述第三晶体管的源极连接第一输出端；所述第四晶体管的栅极连接开关信号SW₁，所述第四晶体管的漏极连接第二输入端，所述第四晶体管的源极连接第二输出端；

所述第五晶体管的栅极连接开关信号SW₂，所述第五晶体管的漏极连接第一输入端，所述第五晶体管的源极连接第一输出端；所述第六晶体管的栅极连接开关信号SW₂，所述第六晶体管的漏极连接第二输入端，所述第六晶体管的源极连接第二输出端。

6.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，所述第三开关组包括一个开关以及与所述开关并联的交叉耦合对负阻电路；采用开关信号SW₃控制所述开关的导通和断开；当开关导通时，与开关并联的负阻被短路，谐振器中差分线圈L_A产生的电流方向遵从楞次定律；当开关断开时，负阻接入谐振器，差分线圈L_A产生的电流方向与楞次定律相反。

7.根据权利要求6所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，所述开关为晶体管M_A，所述交叉耦合对负阻电路包括第七晶体管、第八晶体管、第一反相器和第二反相器；

所述第一反相器的输入端连接开关信号SW₃，所述第一反相器的输出端连接所述第二反相器的输入端，所述第二反相器的输出端连接晶体管M_A的栅极；

所述晶体管M_A的漏极作为第三开关组的输入端，所述晶体管M_A的源极作为第三开关组的输出端；

所述第七晶体管的漏极连接第三开关组的输入端，所述第七晶体管的栅极连接第三开关组的输出端，所述第七晶体管的源极接地；

所述第八晶体管的漏极连接第三开关组的输出端，所述第八晶体管的栅极连接第三开关组的输入端，所述第八晶体管的源极接地。

8.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，所述第三开关组包括多个开关，通过控制所述多个开关使差分线圈L_A呈现8字形电感或者0字形电感，其中8字形电感对应一个模式，0字形电感对应另一个模式。

9.根据权利要求1所述的一种多核多模压控振荡器，其特征在于，所述多核多模压控振荡器包括两个多模谐振器，结合电耦合拓展为适用于四核六模的六模谐振器四端口网络；其中，第一多模谐振器中的端口A、B记为端口1，第一多模谐振器中的端口C、D记为端口2；第二多模谐振器中的端口A、B记为端口3，第二多模谐振器中的端口C、D记为端口4；所述第一多模谐振器的端口A与所述第二多模谐振器的端口B连接有电容C_e，所述第一多模谐振器的端口B与所述第二多模谐振器的端口A连接有电容C_e，所述第一多模谐振器的端口C与所述第二多模谐振器的端口D连接有电容C_e，所述第一多模谐振器的端口D与所述第二多模谐振器的端口C连接有电容C_e；

当端口1和端口3反相时，电容C_e被短路，接入谐振器的电容为C₁；当端口1和端口3同相时，电容C_e被接入电路，此时电容实现粗调，由原来的C₁变成C₁+C_e，引入新的模式。

10.一种芯片，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的一种多核多模压控振荡器。