CN117203895A - 负载驱动电路、电子控制装置和电子控制装置的控制方法 - Google Patents

负载驱动电路、电子控制装置和电子控制装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种可靠性高的负载驱动电路和使用它的电子控制装置、电子控制装置的控制方法，在具有用于选择电源电压的切换电路的负载驱动电路中，能够无需使用开关、判断电路地进行无缝的电源电压切换。其特征在于，包括：对来自电源的输出进行升压的升压电路；和切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出的电压切换电路，所述电压切换电路包括第一MOSFET、第二MOSFET和生成所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的栅极电压的栅极电压生成电路，所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的栅极端子与所述栅极电压生成电路连接，所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的源极端子与同一节点连接，所述第一MOSFET的漏极端子与所述升压电路的输出端子连接，所述第二MOSFET的漏极端子与所述电源的输出端子连接，按照来自所述电源的输出电压，无缝地切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出。

Description

负载驱动电路、电子控制装置和电子控制装置的控制方法
技术领域
本发明涉及负载驱动电路的结构及其控制，尤其涉及能够有效地应用于具有选择电源电压的切换电路的负载驱动电路的技术。
背景技术
近年来，在汽车电子领域，面向传动、自动驾驶等方面已有多种ECU(ElectronicControl Unit：电子控制装置)得到实际应用。在这些ECU中，为了驱动负载，利用了基于导通电阻小的N型半导体元件构成的高侧驱动器。在例如基于NMOS的高侧驱动器的驱动控制中，需要比源极电压更高的电压，所以使用由升压电路升压得到的高电压。
作为升压电路若始终使用例如电荷泵电路，直到电源电压较低的区域都能够确保升压电压所以能够保证稳定动作，但在电源电压较高的区域则升压能力过剩，存在功耗增大的问题。
为了解决该问题，专利文献1公开了一个示例，例如在开关稳压器的情况下，当电源电压较高时使用由自举电路生成的升压电压，当电源电压降低时使用由电荷泵电路生成的升压电压。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-11841号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
当电源电压较高时，除了因升压电路导致功耗增大的问题之外，在如上述专利文献1那样检测电源电压(车载的情况下是电池电压)降低来使用由电荷泵电路生成的升压电压的结构的情况下，担心会发生车载特有的因电池电压急剧变化引起的误动作。
因此，对于使用了NMOS等N型半导体元件的高侧驱动器，其驱动控制电路的供给电压的切换优选采用不使用开关、判断电路的无缝切换方式。
为此，本发明的目的在于提供一种可靠性高的负载驱动电路和使用它的电子控制装置、电子控制装置的控制方法，其中，在具有用于选择电源电压的切换电路的负载驱动电路中，能够无需使用开关、判断电路地进行无缝的电源电压切换。
解决问题的技术手段
为了解决上述问题，本发明特征在于，包括：升压电路，其对来自电源的输出进行升压；和电压切换电路，其切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出，所述电压切换电路包括第一MOSFET、第二MOSFET和栅极电压生成电路，所述栅极电压生成电路生成所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的栅极电压，所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的栅极端子与所述栅极电压生成电路连接，所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的源极端子与同一节点连接，所述第一MOSFET的漏极端子与所述升压电路的输出端子连接，所述第二MOSFET的漏极端子与所述电源的输出端子连接，按照来自所述电源的输出电压，无缝地切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出。
另外，本发明特征在于，包括：对负载进行驱动控制的负载驱动电路；和微控制器，所述负载驱动电路是上述能够无需使用开关、判断电路地进行无缝的电源电压切换的可靠性高的负载驱动电路。
另外，本发明提供一种电子控制装置的控制方法，所述电子控制装置包括：升压电路，其对来自电源的输出进行升压；和电压切换电路，其切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出，其特征在于：按照来自所述电源的输出电压，无缝地切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出并将其输出至负载。
发明效果
根据本发明，能够实现一种可靠性高的负载驱动电路和使用它的电子控制装置、电子控制装置的控制方法，其中，在具有用于选择电源电压的切换电路的负载驱动电路中，能够无需使用开关、判断电路地进行无缝的电源电压切换。
由此，能够实现电子控制装置的功耗降低和可靠性提高。
上述以外的技术问题、技术特征和技术效果将通过以下实施方式的说明而明确。
附图说明
图1是表示现有的负载驱动电路的结构的图。
图2是表示本发明实施例1的负载驱动电路的结构的图。
图3是概念性地表示图2的结构中的负载驱动电流的图。
图4是表示本发明实施例2的负载驱动电路的结构的图。
图5是表示本发明实施例3的负载驱动电路的结构的图。
图6是表示图5的高侧驱动器驱动控制电路的结构的图。
图7是表示本发明实施例4的负载驱动电路的结构的图。
图8是表示本发明实施例5的负载驱动电路的结构的图。
图9是表示本发明实施例6的电子控制装置的概略结构的图。
图10是表示本发明实施例7的电子控制装置的概略结构的图。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施方式进行说明。另外，附图是简略的，所以并不应当以该附图的记载为依据狭义地解释本发明的技术范围。另外，在本说明书的描述中，对同一要素标注同一附图标记，省略重复的说明。
实施例1
首先，参照图1对现有的负载驱动电路的结构及其问题点进行说明。图1是表示现有的负载驱动电路的结构的图。
现有的负载驱动电路如图1所示，利用NMOS(M1)23的源极跟随器驱动负载24。
源极跟随器响应于从NMOS(M1)23的源极端子输出的电流，对源极端子输出与栅极电压相比降低了VGS电压(栅极-源极间电压)即((信号线3的电压)-(信号线4的电压))的电压。
源极跟随器的输出电压(信号线4的电压)是与信号线3的电压相比，降低了由NMOS(M1)23的元件尺寸和驱动负载24的电流决定的VGS电压后的电压。
栅极电压生成电路22以使得输出到负载24的信号线4的电压处于规定范围内的方式供给栅极电压(信号线3的电压)。在NMOS(M1)23的漏极端子，为了在电源20的输出电压较低的区域也能够确保动作，连接了升压电路21的输出电压(信号线2)。
该现有例的结构能够在电源20的输出电压较低的区域也确保稳定动作，但在电源20的输出电压较高的区域，升压电路21的升压过剩，存在功耗增大的问题。
接着，参照图2和图3对本发明实施例1的负载驱动电路及其驱动电流进行说明。图2是表示本实施例的负载驱动电路的结构的图。图3是概念性地表示图2的结构中的负载驱动电流的图。
本实施例的负载驱动电路是为了降低现有例中成为问题的功耗而削减了来自升压电路21的供给电流的电路。
本实施例的负载驱动电路如图2所示，在现有的结构(图1)之外还具备NMOS(M2)25。
NMOS(M2)25的栅极端子和源极端子分别与NMOS(M1)23的栅极端子和源极端子共同地连接，漏极端子与电源20的输出电压(信号线1)连接。
即，本实施例的负载驱动电路是将漏极电压的供给源不同的源极跟随器并联再连接到负载24的结构。
在电源20的输出电压较高的区域，由NMOS(M1)23和NMOS(M2)25分担驱动负载24的电流，所以能够减小NMOS(M1)23中流动的电流即升压电路21的输出电流。
NMOS(M1)23和NMOS(M2)25中流动的电流的分担比例能够通过元件尺寸来变更，通过使NMOS(M2)25的W/L(栅极宽度/栅极长度)比大于NMOS(M1)23，NMOS(M2)25一侧的电流更大，能够进一步减小NMOS(M1)23的电流。
在电源20的输出电压较低的区域，即使在驱动负载24的电流不能从NMOS(M2)25一侧供给的情况下，也能够仅由使用升压后的电压的NMOS(M1)23来供给电流，所以能够确保稳定动作。此时，电源20的输出电压较低，所以功耗较小。
例如，考虑NMOS(M1)23与NMOS(M2)25的尺寸比为1比3，并且它们具有MOS饱和区中的漏极电压依赖性小到能够忽略的特性的情况。
在电源20的输出电压较高的区域，以1比3的比例分担负载24的驱动电流。
另一方面，在电源20的输出电压较低的区域，在不能从NMOS(M2)25供给驱动电流的情况下，成为4比0的负担。
在电源20的输出电压较高的区域与较低的区域之间的中间区域的情况下，成为过渡性的分担比，图3表示了该情况的示意图。
另外，在电源20的输出电压较高的区域和较低的区域中，NMOS(M1)23中流动的电流值为4倍不同，但MOS饱和区的电流值与(VGS-Vth)2成正比，所以(VGS-Vth)的值为2倍不同。其中，VGS是栅极-源极间电压，Vth是MOS阈值电压。
此处，在以(VGS-Vth)的值例如为300mV的方式设定了元件尺寸的情况下，因为Vth不变，所以当电流增至4倍时，VGS电压增大300mV左右成为600mV。在电源20的输出电压较高的区域和较低的区域，输出到负载24的电压依赖于源极跟随器的NMOS元件尺寸而变动，这一点虽然需要注意，但只要对使用的电路的特性没有影响就没有问题。
如上所述，根据本实施例的负载驱动电路，通过采用不使用开关、判断电路的无缝切换，能够削减电源20的输出电压较高的区域中的功耗。
如以上所说明，本实施例的负载驱动电路构成为，包括对来自电源20的输出进行升压的升压电路21，和无缝地切换来自电源20的输出和来自升压电路21的输出的电压切换电路100，其中，电压切换电路100具有第一MOSFET(NMOS(M1)23)、第二MOSFET(NMOS(M2)25)和生成第一MOSFET(NMOS(M1)23)和第二MOSFET(NMOS(M2)25)各自的栅极电压的栅极电压生成电路22，第一MOSFET(NMOS(M1)23)和第二MOSFET(NMOS(M2)25)各自的栅极端子与栅极电压生成电路22连接，第一MOSFET(NMOS(M1)23)和第二MOSFET(NMOS(M2)25)各自的源极端子与同一节点连接，第一MOSFET(NMOS(M1)23)的漏极端子与升压电路21的输出端子连接，第二MOSFET(NMOS(M2)25)的漏极端子与电源20的输出端子连接，其中，按照来自电源20的输出电压，无缝地切换来自电源20的输出和来自升压电路21的输出。
由此，可实现一种能够无需使用开关、判断电路地进行无缝的电源电压切换的可靠性高的负载驱动电路。
实施例2
参照图4对本发明实施例2的负载驱动电路进行说明。图4是表示本实施例的负载驱动电路的结构的图。
本实施例的负载驱动电路如图4所示，对实施例1(图2)的结构追加了二极管26和信号线5。
本实施例中，将由NMOS(M1)23的源极跟随器、NMOS(M2)25的源极跟随器、栅极电压生成电路22、二极管26构成的部分用作电压切换电路100。
通过追加二极管26，在电源20的输出电压较低的区域，在信号线4的电压较高的情况下能够防止电流从信号线4经由NMOS(M2)25逆流至信号线1。
实施例3
参照图5和图6对本发明实施例3的负载驱动电路进行说明。图5是表示本实施例的负载驱动电路的结构的图。图6是表示图5的高侧驱动器驱动控制电路的结构的图。
本实施例中，将实施例2(图4)的负载24具体化为高侧驱动器驱动控制电路27。
本实施例的负载驱动电路以电源20的输出电压为Hi电平(高电平)，以GND为Lo电平(低电平)，由高侧驱动器NMOS(M3)28、高侧驱动器驱动控制电路27、低侧驱动器NMOS(M4)30和低侧驱动器驱动控制电路29构成，是对第二负载31进行驱动的驱动器电路。
将具备电压切换电路100和高侧驱动器驱动控制电路27的电路称作高侧驱动器控制电路101。另外，将具备电压切换电路100、高侧驱动器驱动控制电路27、低侧驱动器驱动控制电路29、高侧驱动器NMOS(M3)28、低侧驱动器NMOS(M4)30的电路整体称作驱动器电路102。
此处，作为用作高侧驱动器的N型半导体元件的一个例子使用了NMOS，但也能够使用NPN双极晶体管、IGBT等元件作为N型半导体元件。
图6表示高侧驱动器驱动控制电路27的电路结构的一个例子。高侧驱动器驱动控制电路27对于高侧驱动器NMOS(M3)28的栅极端子(信号线6)，使用以源极端子(信号线8)为基准的VGS电压(栅极-源极间电压)控制高侧驱动器NMOS(M3)28。
VGS电压的Hi电平是以源极端子(信号线8)为基准，由驱动用VGS电压生成电路50利用从电压切换电路100的输出(信号线4)供给的电流而生成的电压(信号线55)。Lo电平是高侧驱动器NMOS(M3)28的源极端子(信号线8)电压。
将来自外部电路的传输信号(信号线56)的Hi电平/Lo电平用作输入信号，经过由PMOS51和NMOS52构成的逆变器电路和由PMOS53和NMOS54构成的逆变器电路，输出高侧驱动器NMOS(M3)28的通/断控制信号(信号线6)。
当高侧驱动器NMOS(M3)28接通、低侧驱动器NMOS(M4)30关断时，源极端子(信号线8)电压上升至电源20的输出电压水平，所以栅极端子(信号线6)电压需要为进一步提高了VGS的量的电压。
在高侧驱动器驱动控制电路27中，图6所示的逆变器电路的PMOS53接通且NMOS54关断、PMOS51关断且NMOS52接通，Hi电平(信号线55)电压＝(电源20的输出电压)+(高侧驱动器NMOS(M3)28的VGS电压)。
电压切换电路100的输出(信号线4)的电压需要为比电源20的输出电压更高的电压，所以不能从电压切换电路100的NMOS(M2)25一侧供给电流，驱动用VGS电压生成电路50中生成Hi电平(信号线55)所需的电流全部从升压电路21的输出电压(信号线2)供给。
当高侧驱动器NMOS(M3)28关断、低侧驱动器NMOS(M4)30接通时，源极端子(信号线8)电压降低至GND电平，所以在高侧驱动器驱动控制电路27中，图6所示的逆变器电路的PMOS53关断且NMOS54接通、PMOS51接通且NMOS52关断，Hi电平(信号线55)电压＝(GND)+(高侧驱动器NMOS(M3)28的VGS电压)。
在电源20的输出电压较高的区域，电压切换电路100的输出(信号线4)的电压是比高侧驱动器NMOS(M3)28的VGS电压高的电压，所以驱动用VGS电压生成电路50中生成Hi电平(信号线55)所需的电流能够从电压切换电路100的NMOS(M2)25一侧供给电流，能够削减来自升压电路21的电流。
这样，虽然仅限于高侧驱动器NMOS(M3)28关断的情况，但也能够利用电压切换电路100削减来自升压电路21的供给电流。
实施例4
参照图7对本发明实施例4的负载驱动电路进行说明。图7是表示本实施例的负载驱动电路的结构的图。
本实施例的负载驱动电路如图7所示，对实施例3(图5)的结构追加了恒定电压源32和信号线9。
另外，高侧驱动器一侧的电压水平变更为恒定电压源32的电压，所以将驱动器电路的负载表示成从第二负载31变更为第三负载33。另外，将追加了恒定电压源32后的电路整体表示为驱动器电路103。除此以外为了方便起见使用与图5相同的附图标记。
恒定电压源32是使用电源20来输出要求的恒定电压的电路。此处，是输出比电源20的输出电压低的电压的恒定电压源，在电源20的输出电压较高的区域，输出规定电压。在电源电压20的输出电压较低的区域，在电源20的输出电压比规定电压还低的情况下，不能输出规定电压，所以输出比电源20的电压输出更低的、低于规定电压的电压。
与实施例3(图5)的不同之处在于，若同样考虑高侧驱动器NMOS(M3)28接通的情况，当高侧驱动器NMOS(M3)28接通、低侧驱动器NMOS(M4)30关断时，源极端子(信号线8)电压上升至恒定电压源32的输出电压水平，栅极端子(信号线6)电压需要为进一步提高了VGS的量的电压。
从而，图6所示的高侧驱动器驱动控制电路内的Hi电平(信号线55)的电压是：Hi电平(信号线55)电压＝(恒定电压源32的输出电压)+(高侧驱动器NMOS(M3)28的VGS)。
除了实施例3中说明的高侧驱动器NMOS(M3)28关断的情况之外，在高侧驱动器NMOS(M3)28接通的情况下，在电源20的输出电压较高的区域中，当恒定电压源32的输出电压比电源20的输出电压充分低时，驱动用VGS电压生成电路50中生成Hi电平(信号线55)所需的电流能够从电压切换电路100的NMOS(M2)25一侧供给电流，能够削减来自升压电路21的电流。
实施例5
参照图8对本发明实施例5的负载驱动电路进行说明。图8是表示本实施例的负载驱动电路的结构的图。
在图8所示的降压型开关稳压器的结构中，通过从输出电压(信号线12)经由误差放大器40的反馈环路，控制开关控制电路34对主开关NMOS(M5)35的通/断操作，从第二恒定电压源41的输出电压得到要求的输出电压(信号线12)，驱动第四负载39。
将具备电压切换电路100和开关控制电路34的开关电路称作104，将具备开关电路104、误差放大器40和第二恒定电压源41的开关稳压器整体称作105。
第二恒定电压源41具有与实施例4(图7)所示的恒定电压源32同样的特性。
开关稳压器105的主开关NMOS(M5)35是高侧驱动器，开关控制电路34相当于实施例4(图7)的高侧驱动器驱动控制电路27。
源极端子电压(信号线11)在NMOS(M5)35接通时上升至第二恒定电压源41的输出电压水平，在NMOS(M5)35关断时降低至(GND-二极管36的VF电压)。
从而，在高侧驱动器NMOS(M5)35关断的情况下，与实施例3(图5)同样地动作，在高侧驱动器NMOS(M5)35接通的情况下，与实施例4(图7)同样地动作，所以在电源20的输出电压较高的区域，在第二恒定电压源41的输出电压比电源20的输出电压充分低时，能够从电压切换电路100的NMOS(M2)25一侧供给电流，能够削减来自升压电路21的电流。
实施例6
参照图9对本发明实施例6的电子控制装置进行说明。图9是表示本实施例的电子控制装置的概略结构的图。
图9所示的本实施例的电子控制装置200是搭载了例如实施例4(图7)所示的驱动器电路103的电子控制装置(以下称为ECU：Electronic Control Unit)的结构图，具体而言是车载用的ECU。
图9表示了由电源20(相当于电池)和ECU200构成的车载系统。在ECU200的内部，具备对电源20的输出电压进行升压的升压电路21、图7的驱动器电路103和微控制器(以下称为微控制器201)。
微控制器201使用多个输入信号202和多个输出信号203负责各种控制。另外，使用控制信号204控制驱动器电路103从而利用驱动器电路103的输出(信号线8：负载驱动信号)来驱动负载。
本例中使用了驱动器电路103，但也能够使用实施例3(图5)所示的驱动器电路102。
虽然图9中没有图示，但ECU200中搭载了多个高侧驱动器电路，能够利用电压切换电路100削减功耗。
实施例7
参照图10对本发明实施例7的电子控制装置进行说明。图10是表示本实施例的电子控制装置的概略结构的图。
图10所示的本实施例的电子控制装置200是搭载了例如实施例5(图8)所示的开关稳压器105的电子控制装置(ECU)的结构图，具体而言是车载用的ECU。
图10表示了由电源20(相当于电池)和ECU200构成的车载系统。在ECU200的内部，具备对电源20的输出电压进行升压的升压电路21、图8的开关稳压器105和微控制器201。
开关稳压器105的输出电压(信号线12)被作为电源电压供给至微控制器201。微控制器201使用多个输入信号202和多个输出信号203负责各种控制。
本实施例的ECU200搭载了开关稳压器105，使其控制作为高侧驱动器电路的主开关来进行动作，能够利用电压切换电路100削减功耗。
另外，通过将上述实施例6和实施例7中说明的电子控制装置用于变速器的驱动系统和传动系的驱动系统等车载电子控制装置，能够进行无缝的电源电压切换，能够防止因电池电压急剧变化引起的误动作等。
另外，本发明不限定于上述实施例，包括各种变形例。例如，上述实施例为了易于理解地说明本发明而进行了详细说明，并不限定于必须具备所说明的全部结构。能够将某个实施例的结构的一部分置换为其他实施例的结构，也能够在某个实施例的结构上添加其他实施例的结构。另外，对于各实施例的结构的一部分，能够追加、删除、置换其他结构。
附图标记说明
1～14……信号线，20……电源，21……升压电路，22……栅极电压生成电路，23……NMOS(M1)，24……负载，25……NMOS(M2)，26……二极管，27……高侧驱动器驱动控制电路，28……高侧驱动器NMOS(M3)，29……低侧驱动器驱动控制电路，30……低侧驱动器NMOS(M4)，31……第二负载，32……恒定电压源，33……第三负载，34……开关控制电路，35……NMOS(M5)，36……二极管，37……电感器，38……电容器，39……第四负载，40……误差放大器，41……第二恒定电压源，50……驱动用VGS电压生成电路，51、53……PMOS，52、54……NMOS，55、56、57……信号线，100……电压切换电路，101……高侧驱动器控制电路，102……驱动器电路，103……驱动器电路，104……开关电路，105……开关稳压器，200……电子控制装置(ECU)，201……微控制器(微机)，202、203、204……信号线。

Claims (11)

1.一种负载驱动电路，其特征在于，包括：
升压电路，其对来自电源的输出进行升压；和
电压切换电路，其切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出，
所述电压切换电路包括第一MOSFET、第二MOSFET和栅极电压生成电路，所述栅极电压生成电路生成所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的栅极电压，
所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的栅极端子与所述栅极电压生成电路连接，
所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的源极端子与同一节点连接，
所述第一MOSFET的漏极端子与所述升压电路的输出端子连接，
所述第二MOSFET的漏极端子与所述电源的输出端子连接，
按照来自所述电源的输出电压，无缝地切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出。
2.如权利要求1所述的负载驱动电路，其特征在于：
包括二极管，其连接在所述电源与所述第二MOSFET的漏极端子之间，且以从所述电源去往所述第二MOSFET的漏极端子的方向为正向。
3.如权利要求1所述的负载驱动电路，其特征在于：
所述第一MOSFET和所述第二MOSFET各自的元件尺寸不同。
4.如权利要求3所述的负载驱动电路，其特征在于：
与所述第一MOSFET相比，所述第二MOSFET的栅极宽度/栅极长度之比较大。
5.如权利要求1所述的负载驱动电路，其特征在于：
所述电压切换电路被搭载在高侧驱动器控制电路中。
6.如权利要求5所述的负载驱动电路，其特征在于：
由所述高侧驱动器控制电路驱动的高侧驱动器的电流供给源的电压比所述电源的输出电压低，
在所述高侧驱动器的导通动作时，利用来自以所述电源作为供给源的所述第二MOSFET一侧的电流进行动作。
7.如权利要求5所述的负载驱动电路，其特征在于：
所述高侧驱动器控制电路是通过开关元件的开关动作而将输入直流电压转换为目标直流电压并将其输出的开关稳压器的开关电路。
8.一种电子控制装置，其特征在于，包括：
对负载进行驱动控制的负载驱动电路；和
微控制器，
所述负载驱动电路是如权利要求1～7中任一项所述的负载驱动电路。
9.如权利要求8所述的电子控制装置，其特征在于：
所述负载驱动电路具有高侧驱动器电路，
将搭载了所述高侧驱动器电路的开关稳压器的输出电压用作所述微控制器的电源供给源。
10.如权利要求8所述的电子控制装置，其特征在于：
所述电子控制装置能够在变速器的驱动系统或传动系的驱动系统中使用。
11.一种电子控制装置的控制方法，
所述电子控制装置包括：升压电路，其对来自电源的输出进行升压；和电压切换电路，其切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出，
所述控制方法的特征在于：
按照来自所述电源的输出电压，无缝地切换来自所述电源的输出和来自所述升压电路的输出并将其输出至负载。
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