CN117172011A - 一种电子负载装置及其滤波方法、装置和存储介质 - Google Patents

一种电子负载装置及其滤波方法、装置和存储介质 Download PDF

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CN117172011A CN202311141749.3A CN202311141749A CN117172011A CN 117172011 A CN117172011 A CN 117172011A CN 202311141749 A CN202311141749 A CN 202311141749A CN 117172011 A CN117172011 A CN 117172011A
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刘菲菲
王一飞
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李聪
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Abstract

本发明公开了一种电子负载装置的滤波方法、装置、电子负载装置和存储介质，该方法包括：将获取的端部给定电压，通过阻容负载模型输出当前电流给定值；根据当前电流给定值，设置滤波模块中两种以上滤波器的当前滤波参数；使当前电流给定值经幅值补偿后得到补偿电流给定值；利用滤波模块中两种以上滤波器，基于当前滤波参数，对补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值。该方案，通过采用电子负载装置对真实阻容类型负载进行模拟测量，并采用多种滤波器，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，保留通频带内的信号相位特征，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性。

Description

一种电子负载装置及其滤波方法、装置和存储介质
技术领域
本发明属于电力系统技术领域，具体涉及一种电子负载装置的滤波方法、装置、电子负载装置和存储介质，尤其涉及一种电子负载装置进行微分运算的滤波方法、装置、电子负载装置和存储介质。
背景技术
各种功率负载如电阻、阻容、阻感等线性负荷或电机，以及恒功率负载等非线性负荷，既是电力系统中的主要功率负荷，又是各种驱动电源的被控对象。
在实验室条件下，为测量负载运行时对供电网络的影响或驱动电源在各种运行工况及多种负载下的控制性能，一般采用由真实功率负载构成的实验平台，如实际的电机调速系统、实际的阻容、阻感、阻性等能耗系统或实际的电器、电机系统等，这些真实负载需要花费较高的成本支出，特别是当进行负载适应性实验中需要对不同负载进行切换，需要准备不同种类的实际负载造成实验材料、场地等成本的增加。另外，实际负载通常以电热转换、电机械转化等方式消耗能量，造成电能的浪费。这些情况造成负载测量系统结构复杂、成本高、控制困难、效率低等不利影响。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种电子负载装置的滤波方法、装置、电子负载装置和存储介质，以解决相关方案中在测量负载运行时对供电网络的影响或驱动电源在各种运行工况及多种负载下的控制性能时，采用由真实功率负载构成的实验平台作为负载测量系统，但结构负载、且成本和能耗均较高，使得对高、能耗高，使得对负载测量的难度较大的问题，达到通过在测量负载运行时对供电网络的影响或驱动电源在各种运行工况及多种负载下的控制性能时，采用电子负载装置对真实阻容类型负载进行模拟测量，并采用多种滤波器，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，保留通频带内的信号相位特征，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，不仅使得对负载测量的难度大大减小了，而且提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性的效果。
本发明提供一种电子负载装置的滤波方法中，所述电子负载装置，具有阻容负载模型、幅值补偿模块和滤波模块；所述阻容负载模型，是与待控制的电力系统中阻容类型负载对应的电子负载模型；所述幅值补偿模块和所述滤波模块，依次设置在所述阻容负载模型的输出端；所述滤波模块，包括：两种以上滤波器；所述电子负载装置的滤波方法，包括：获取与待控制的电力系统中阻容类型负载的输入端口的电压采样值，记为端部给定电压；将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值；根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数；使所述当前电流给定值经所述幅值补偿模块进行幅值补偿后，得到补偿电流给定值；利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，以：根据所述滤波电流给定值，对所述待控制的电力系统进行电流闭环控制。
在一些实施方式中，所述阻容负载模型，包括：等效电感、等效电容和等效电阻；将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值，包括：确定所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值；基于所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值，将所述端部给定电压，利用下面的公式进行计算，以输出对应的电流给定值，得到当前电流给定值：
其中，所述阻容负载模型的等效电感的感性值为L、等效电容的容性值为C、以及等效电阻的阻性值为R，k为与所述设定的采样频率对应的采样时刻，vin(k)为k时刻的端部给定电压，vin(k-1)为k时刻的前一时刻的端部给定电压，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流。
在一些实施方式中，根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数，包括：确定所述当前电流给定值的采样频率；根据所述当前电流给定值的采样频率，确定所述滤波模块中两种以上滤波器的通频带宽、截止频率、系数变量，作为当前滤波参数；其中，所述截止频率大于所述通频带宽。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，包括：二阶FIR低通滤波器和二阶IIR低通滤波器；利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，包括：利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值；利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值。
在一些实施方式中，利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值，包括：利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2)；
其中，α为所述二阶FIR低通滤波器的系数变量，irefL为所述二阶FIR低通滤波器的输出信号，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的再前一时刻的参考电流。
在一些实施方式中，利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)；
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为所述二阶IIR低通滤波器的截止频率，irefL(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值即第二电流给定值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，还包括：一阶低通滤波器；利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，还包括：利用所述一阶低通滤波器，基于所述第二电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第三级滤波处理，得到第三电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值即第三电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值，β为所述一阶低通滤波器的系数变量。
与上述方法相匹配，本发明另一方面提供一种电子负载装置的滤波装置中，所述电子负载装置，具有阻容负载模型、幅值补偿模块和滤波模块；所述阻容负载模型，是与待控制的电力系统中阻容类型负载对应的电子负载模型；所述幅值补偿模块和所述滤波模块，依次设置在所述阻容负载模型的输出端；所述滤波模块，包括：两种以上滤波器；所述电子负载装置的滤波装置，包括：获取单元，被配置为获取与待控制的电力系统中阻容类型负载的输入端口的电压采样值，记为端部给定电压；控制单元，被配置为将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值；所述控制单元，还被配置为根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数；所述控制单元，还被配置为使所述当前电流给定值经所述幅值补偿模块进行幅值补偿后，得到补偿电流给定值；所述控制单元，还被配置为利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，以：根据所述滤波电流给定值，对所述待控制的电力系统进行电流闭环控制。
在一些实施方式中，所述阻容负载模型，包括：等效电感、等效电容和等效电阻；所述控制单元，将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值，包括：确定所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值；基于所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值，将所述端部给定电压，利用下面的公式进行计算，以输出对应的电流给定值，得到当前电流给定值：
其中，所述阻容负载模型的等效电感的感性值为L、等效电容的容性值为C、以及等效电阻的阻性值为R，k为与所述设定的采样频率对应的采样时刻，vin(k)为k时刻的端部给定电压，vin(k-1)为k时刻的前一时刻的端部给定电压，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数，包括：确定所述当前电流给定值的采样频率；根据所述当前电流给定值的采样频率，确定所述滤波模块中两种以上滤波器的通频带宽、截止频率、系数变量，作为当前滤波参数；其中，所述截止频率大于所述通频带宽。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，包括：二阶FIR低通滤波器和二阶IIR低通滤波器；所述控制单元，利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，包括：利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值；利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值。
在一些实施方式中，所述控制单元，利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值，包括：利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2)；
其中，α为所述二阶FIR低通滤波器的系数变量，irefL为所述二阶FIR低通滤波器的输出信号，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的再前一时刻的参考电流。
在一些实施方式中，所述控制单元，利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)；
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为所述二阶IIR低通滤波器的截止频率，irefL(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值即第二电流给定值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，还包括：一阶低通滤波器；所述控制单元，利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，还包括：利用所述一阶低通滤波器，基于所述第二电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第三级滤波处理，得到第三电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值即第三电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值，β为所述一阶低通滤波器的系数变量。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种电子负载装置，包括：以上所述的电子负载装置的滤波装置。
与上述方法相匹配，本发明再一方面提供一种存储介质，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行以上所述的电子负载装置的滤波方法。
由此，本发明的方案，通过读取阻容负载类型负载的电子负载的端口电压采样值，根据阻容负载模型计算电流给定值；根据计算得到的电流给定值，设置FIR低通滤波器和IIR低通滤波器；对计算得到的电流给定值进行幅值补偿后，依次利用设置得到的FIR低通滤波器和IIR低通滤波器进行滤波处理，之后，再采用一阶滤波器进一步进行滤波处理，得到滤波后的电流给定值；从而，通过在测量负载运行时对供电网络的影响或驱动电源在各种运行工况及多种负载下的控制性能时，采用电子负载装置对真实阻容类型负载进行模拟测量，并采用多种滤波器，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，保留通频带内的信号相位特征，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，不仅使得对负载测量的难度大大减小了，而且提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的电子负载装置的滤波方法的一实施例的流程示意图；
图2为本发明的方法中将所述端部给定电压通过所述阻容负载模型输出对应的电流给定值的一实施例的流程示意图；
图3为本发明的方法中根据所述当前电流给定值设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数的一实施例的流程示意图；
图4为本发明的方法中对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理的一实施例的流程示意图；
图5为本发明的电子负载装置的滤波装置的一实施例的结构示意图；
图6为负载的等效电路示意图，具体是电子负载模型表征输入与信号关系的电路示意图；
图7为二阶Least-squares FIR低通滤波器的频域特征示意图；
图8为电子负载模型的微分环节输入信号和输出信号的对比说明示意图；
图9为电子负载模型的微分环节输出信号的滤波算法的流程示意图；
图10为电子负载模型应用微分环节滤波算法后的处理流程示意图。
结合附图，本发明实施例中附图标记如下：
102-获取单元；104-控制单元。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
考虑到，相关方案中在测量负载运行时对供电网络的影响或驱动电源在各种运行工况及多种负载下的控制性能时，采用由真实功率负载构成的实验平台作为负载测量系统，但结构负载、且成本和能耗均较高，使得对高、能耗高，使得对负载测量的难度较大。
而，实际上，进行驱动电源测试时不以机电转换为目标，而是关注各种工况下的功率负载端口特性，比如在电机正向带载驱动条件下，整个电机调速系统输入端口体现为阻性特征或阻感特征；当电机减速或反转加速情况时，整个电机调速系统输入端口体现为负阻抗，或阻容等特征；当采用光源、加热等作为负载场景下，整个调速系统整体输入端口体现为阻感特征。模拟电子负载，可以模拟电阻、电感、电机等功率负载的端口电压与电流特性。由于被测驱动电源通常为电压源，电子负载模拟的重点就是模拟出相应的端口电流，此时从端口上看，接入电机负载就和接入真实功率负载等效。电子负载模拟器首先利用电压采样单元检测端口电压中的有效信息，即对端口电压瞬时值进行实时采样，再利用负载模型计算得出实际负载在上述端口电压作用下的端口电流状态，然后将上述电流作为模拟变换器的电流给定值并控制变换器实际输出上述电流。
工程中，负载通常为阻性负载、阻感负载和阻容负载。要使电子负载模拟出给定的负载特性，首先应计算出所模拟的负载中电流随时间变化的函数，即可用频域(s域)：
其中，iref为负载电流理论值，作为电子负载电流响应的给定信号，vin为对负载实施的端部给定电压，ZLoad为负载阻抗特征，R、L、C分别表征负载的阻性、感性、容性值，其组合方式如图6所示。图6为负载的等效电路示意图，在图6所示的负载的等效电路中，对负载实施的端部给定电压vin的第一输入端，经等效电感和等效电容后，连接接至对负载实施的端部给定电压vin的第二输入端；等效电阻与等效电容并联。其中，等效电感的感性值为L，等效电容的容性值为C，等效电阻的阻性值为R。
然后通过跟踪该电流函数以等效替代所要模拟的负载，实现负载模拟的功能。获得准确的电流给定值是负载模拟的重要环节，电流给定值根据实际工作情况计算得到，即被测电源装置输出电压作为vo，等效负载特征为ZLoad，按(2)式对(1)式进行离散化后求取：
其中，Ts为采样周期。进而，可以得到k时刻的参考电流iref(k)的时域表达式：
其中，k为采样时刻，vin(k)为k时刻的端部给定电压，vin(k-1)为k时刻的前一时刻的端部给定电压，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流。当电子负载装置模拟阻容负载时，由于容性负载中包含微分环节，这种微分环节会对高频扰动信号起到放大作用，当电压采样波形中存在高频扰动时，经过负载模型中微分环节的作用后，输出的电流给定波形会出现较大的高频信息，这种高频分量会伤害系统的稳定特征，电流给定波形的畸变会严重影响实际电流控制，不利于电子负载对阻容负载的模拟。即负载特征中有容性特征情况下，按(3)式得到的电流给定信号含有高频信号较大，这种高频信号通常超过了电子负载的响应带宽，需要滤除，但采用相关方案中低通滤波器会造成通频带内的较大相位误差，从而无法模拟容性负载特征，因此需要设计滤波器以应对这种情况。
所以，考虑到，在负载特征中有容性特征情况下，按(1)式离散化得到的电流给定信号含有高频信号较大，这种高频信号通常超过了电子负载的响应带宽，需要滤除，但采用相关方案中低通滤波器会造成通频带内的较大相位误差，从而无法模拟容性负载特征。本发明的方案，具体属于微分的数字化实现领域，提供一种电子负载装置的滤波方法，具体是一种电子负载装置进行微分运算的滤波方法，更具体是一种应用于工程技术中电子负载装置实现的微分环节数字化实现算法，通过对多种滤波器的组合与综合，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，尽可能保留通频带内的信号相位特征，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，克服相关方案中滤波方法难以滤除掉微分环节对干扰进行放大而产生的电流波形畸变问题，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性，解决了工程技术中难以有效实现容性负载电流信号模拟的问题，即解决了难以有效实现容性负载电流信号模拟的工程化实现问题。
根据本发明的实施例，提供了一种电子负载装置的滤波方法，如图1所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。所述电子负载装置，具有阻容负载模型、幅值补偿模块和滤波模块；所述阻容负载模型，是与待控制的电力系统中阻容类型负载对应的电子负载模型，如公式(3)所示的模型；所述幅值补偿模块和所述滤波模块，依次设置在所述阻容负载模型的输出端；所述滤波模块，包括：两种以上滤波器。
在本发明的方案中，如图1所示，所述电子负载装置的滤波方法，包括：步骤S110至步骤S150。
在步骤S110处，获取与待控制的电力系统中阻容类型负载的输入端口的电压采样值，记为端部给定电压。
在步骤S120处，将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值。
在一些实施方式中，所述阻容负载模型，包括：等效电感、等效电容和等效电阻。
步骤S120中将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图2所示本发明的方法中将所述端部给定电压通过所述阻容负载模型输出对应的电流给定值的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S120的中将所述端部给定电压通过所述阻容负载模型输出对应的电流给定值的具体过程，包括：步骤S210至步骤S220。
步骤S210，确定所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值。
步骤S220，基于所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值，将所述端部给定电压，利用下面的公式进行计算，以输出对应的电流给定值，得到当前电流给定值：
其中，所述阻容负载模型的等效电感的感性值为L、等效电容的容性值为C、以及等效电阻的阻性值为R，k为与所述设定的采样频率对应的采样时刻，vin(k)为k时刻的端部给定电压，vin(k-1)为k时刻的前一时刻的端部给定电压，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流。
具体地，具体地，图9为电子负载模型的微分环节输出信号的滤波算法的流程示意图。图10为电子负载模型应用微分环节滤波算法后的处理流程示意图。在图9和图10所示的例子中，iref是阻容负载模型计算输出的电流给定值，所设计滤波器中的参数iref是信号输入值，fs是采样频率，通频带宽频率fmax，α为FIR滤波器系数变量，fd为IIR滤波器截止频率，fL为一阶低通滤波器截止频率，irefL为FIR滤波器的输出信号，irefB为IIR滤波器的输出值，iref *是滤波后的电流给定值。如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，包括：
步骤1：读取电子负载端口电压采样值。其中，电子负载，是指用于实现模拟负载的硬件装置系统，即指设备；电子负载模型，是指植入电子负载中的被模拟负载的数学模型。
电子负载根据采样得到的端口电压值，按公式(3)经过电子负载模型计算，输出电流给定值用于电流闭环控制，从而实现对真实负载电流特性的模拟。采样得到的端口电压波形因为采样通道干扰以及电压波动的影响存在着扰动，阻容负载模型中的微分环节会放大扰动，影响电子负载对电流的模拟，因此对电流给定信号的带宽有限制，需要对电流给定值的高频信息进行滤波处理，滤除的过程中尽量保持通频带宽内的信号相位特征。
步骤2：电子负载模型计算输出电流给定值。
电子负载模拟阻容类型负载时，将端口电压采样信号输入阻容负载模型中，计算输出电流给定值iref。阻容电子负载的电流给定信号实现方式如式(3)所示，该操作可以获得给定电流的离散化表达式，便于计算机实现，但该公式获得的电流信号会放大高频分量，易存在高频干扰。阻容电子负载的电流给定信号实现方式如式(3)所示。该操作可以获得给定电流的离散化表达式，便于计算机实现，但该公式获得的电流信号会放大高频分量，易存在高频干扰。
其中，阻容负载模型，是指电阻和电容的并联连接模型，即如图6的电子负载模型中将电感量置为0时的负载模型；电子负载模型即如图6所示的电感串接并联阻容负载，将其中的电感量置为0，即为阻容负载。将(1)式中的电感置为0，即可计算出阻容负载模型的频域表达式，将其离散化，即可得到(3)式的表达式，进而根据(3)式可编程实现。
在步骤S130处，根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数。
在一些实施方式中，步骤S130中根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图3所示本发明的方法中根据所述当前电流给定值设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S130中根据所述当前电流给定值设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数的具体过程，包括：步骤S310至步骤S320。
步骤S310，确定所述当前电流给定值的采样频率。
步骤S320，根据所述当前电流给定值的采样频率，确定所述滤波模块中两种以上滤波器的通频带宽、截止频率、系数变量，作为当前滤波参数；其中，所述截止频率大于所述通频带宽。
图8为电子负载模型的微分环节输入信号和输出信号的对比说明示意图。如图8所示，微分环节输入信号为图6所示的阻容负载模型输入的电压采样波形，微分环节输出信号为图6所示的阻容负载模型输出的电流给定值波形。从图6所示的阻容负载模型输入的电压采样波形以及阻容负载模型输出的电流给定值波形可以看出，因为阻容负载模型输入的电压波形中存在着扰动，阻容负载模型中的微分环节将扰动进行放大，导致阻容负载模型输出的电流给定值波形中出现了较大的尖刺，会对电流环的控制造成影响。本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，通过图9所示的滤波方法可以将电流给定值波形中的高频干扰滤除掉，避免微分环节放大干扰所造成的不利影响，从而提升电子负载对阻容类型负载模拟的准确性。在图9所示的例子中，首先根据滤波性能要求设计滤波器，即首先确定采样频率fs＝1/Ts，再确定通频带宽fmax以保证在通频带内能够保障较好的相位特征，滤波器截止频率要大于fmax，从而将高频部分进行衰减。然后将负载模型输出的电流给定值iref通过滤波器进行滤波处理，可以消除电流给定值波形中的干扰。
其中，根据滤波性能要求设计滤波器，首先确定采样频率fs＝1/Ts，再确定通频带宽fmax以保证在通频带内能够保障较好的相位特征，滤波器截止频率要大于fmax，从而将高频部分进行衰减。由于采用的是低通滤波器，必须是滤波器的截止频率大于通频带宽，比如：若保障在1kHz带宽以内实现对负载的有效模拟，那滤波器的截止频率必须大于1kHz。
在步骤S140处，使所述当前电流给定值经所述幅值补偿模块进行幅值补偿后，得到补偿电流给定值。
在步骤S150处，利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，以：根据所述滤波电流给定值，对所述待控制的电力系统进行电流闭环控制。
本发明的方案提供的一种应用于工程技术中电子负载装置实现的微分环节数字化实现算法，通过对多种滤波器的组合与综合，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，尽可能保留通频带内的信号相位特征，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，克服相关方案中滤波方法难以滤除掉微分环节对干扰进行放大而产生的电流波形畸变问题，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性，解决了工程技术中难以有效实现容性负载电流信号模拟的问题。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，包括：二阶FIR低通滤波器和二阶IIR低通滤波器。
步骤S150中利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图4所示本发明的方法中对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S150中对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理的具体过程，包括：步骤S410至步骤S420。
步骤S410，利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值。
在一些实施方式中，步骤S410中利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值，包括：利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2)；
其中，α为所述二阶FIR低通滤波器的系数变量，irefL为所述二阶FIR低通滤波器的输出信号，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的再前一时刻的参考电流。
具体地，如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，还包括：
步骤3：选定采样频率fs。
采样频率fs要大于系统(即电子负载模型)中最高频率的两倍，才能够准确还原采样信号。例如：若要还原1kHz以内的波形信息，那采样频率必须远大于2kHz才可以，且采样频率越大，复现程度越高。
其中，最高频率指的是电子负载信号的带宽频率；采样定理要求采样频率必须大于被采样信号最高频率的2被以上，采样频率越大对原信号的还原精度越高。例：若要还原信号的频率最高位1kHz，那采样频率最低为2kHz，但2kHz下对信号的还原精度较差，需要提高采样频率，一般至少达到5～10倍的被测信号频率，即采样频率达到5k～10kHz以上才能较好的还原信号。
步骤4：二阶Least-squaresFIR低通滤波器滤波处理。
阻容负载模型中的微分环节会放大扰动，导致电流给定值波形畸变。由于主要影响因素是高频段特征，特别是接近fs/4至fs/2处的高频信息增益最为严重，二阶Least-squaresFIR低通滤波器在该频段有较好的衰减特性，并且几乎不影响低频段特征。因此首先通过二阶Least-squaresFIR低通滤波器对步骤2中经过幅值补偿的电流给定值进行滤波处理。其中，幅值补偿，是指首先通过二阶Least-squaresFIR低通滤波器对步骤2输出的电流给定值进行滤波处理。
该低通滤波器如公式(4)所示，k时刻该二阶Least-squaresFIR低通滤波器的输出信号为irefL(k)，主要保障通频带宽内信号的相频特征不发生较大变化：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2) (4)。
其中，其中，图7为二阶(Least-squares)FIR低通滤波器的频域特征示意图，二阶(Least-squares)FIR低通滤波器的频域特征可以参见图7所示的例子。α为系数变量，实际使用时根据采样时间与滤波效果进行调整，调整范围为α∈[0,0.5]，该值越大在该频段衰减越好，相位特征也越好，因此通常该值取定值，即α＝0.5。α取0、0.25、0.5时，假定采样频率为20kHz情况下该滤波器的频域响应特征如图7所示，可见，若定义通频带宽1kHz，则在1kH内能够保障较好的跟踪性能。
其中，图7为采用20kHz进行离散化实现低通滤波器的幅频特性曲线和相频特性曲线。α＝0时的蓝色线条显示：高频处(频率大于2khz)幅值没有获得衰减，且相位随着频率的提升而减小明显，因此滤波效果不佳；α＝0.25时的红色线条显示：高频处幅值有明显衰减，相位特征比α＝0时有了改善，因此滤波效果有了改善；α＝0.5时的黄色线条显示：高频处幅值有明显衰减明显，相位特征也最佳，因此滤波效果最好。
步骤S420，利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值。
在一些实施方式中，步骤S420中利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)；
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为所述二阶IIR低通滤波器的截止频率，irefL(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值即第二电流给定值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值。
具体地，如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，还包括：步骤5：二阶巴特沃斯(Butterworth)IIR低通滤波器滤波处理。
步骤4虽然能够在一定程度上起到理想的效果，但高频衰减度仍然不足以对微分环节产生的高频增益进行有效衰减，因此对步骤4中滤波环节输出的电流给定值采用二阶Butterworth IIR低通滤波器进行进一步滤波处理，具体实现方式如式(5)所示，k时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值为irefB(k)：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)(5)。
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为该滤波段截止频率，fd需要大于通频带宽频率fmax，irefL(k)为k时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值。
本发明的方案，电子负载通过采样端口电压，经过负载模型计算后输出电流给定值用于电流闭环控制，实现对真实负载电流特性的模拟；而阻容类型负载模型中包含的微分环节会对采样端口电压中包含的扰动信号进行放大，导致电流给定值波形出现畸变，影响到对阻容类型负载模拟的准确性；通过构造滤波环节对微分环节输出的电流给定值进行滤波处理，消除掉微分环节造成的电流给定值波形畸变，得到滤波后的电流给定值用于电子负载对容性负载电流特性的模拟；针对滤波对象的滤波性能要求，设计滤波环节的截止频率，由截止频率求取滤波环节计算式中的参数值。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，还包括：一阶低通滤波器。
步骤S150中利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，还包括：利用所述一阶低通滤波器，基于所述第二电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第三级滤波处理，得到第三电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值即第三电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值，β为所述一阶低通滤波器的系数变量。
具体地，如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，还包括：步骤6：一阶低通滤波器滤波处理。
为进一步降低高频增益，可以采用如式(6)所示滤波时间常熟较小的一阶滤波器对步骤5中输出值进一步滤波处理，输出值为iref *。
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值；β为系数变量，β∈[0,1]，其值越小滤波时间常数越大，其与该环节滤波时间常数τ的关系为：τ≈(1/β-1)Ts。由该环节确定的滤波器截至频率为fL≈1/τ，该截止频率也需要大于通频带宽频率fmax。
步骤7：输出滤波处理后的电流给定值iref *。
负载模型输出的电流给定值iref依次经过幅值补偿、二阶Least-squares FIR低通滤波器滤波处理、二阶Butterworth IIR低通滤波器滤波处理、一阶低通滤波器滤波处理后，可以得到滤波处理后的电流给定值iref *。电流给定值iref *的波形中已经滤除掉干扰，可以用于电流闭环控制，模拟负载的电流特性。
本发明的方案，通过对微分环节输出的包含较大干扰的电流给定值波形进行滤波处理，得到平滑的电流给定值波形用于电流闭环控制，可以提升电子负载对阻容类型负载模拟的准确性；根据滤波对象的滤波性能要求设计滤波参数，使得滤波器更有针对性，滤波性能更好；这样，能够把微分环节放大的电流波形尖刺滤除掉，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，克服相关方案中滤波方法难以滤除掉微分环节对干扰进行放大而产生的电流波形畸变问题，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性，解决了工程技术中存在的问题，并且，程序简洁易懂，有很强的可修改性，如需改变滤波器的参数，可以直接调整程序中的参数，即调整公式(3)中的R、L、C参数，按公式(3)计算出参考电流值，适用于对多种真实阻容类负载的模拟，通用性强。
采用本实施例的技术方案，通过读取阻容负载类型负载的电子负载的端口电压采样值，根据阻容负载模型计算电流给定值；根据计算得到的电流给定值，设置FIR低通滤波器和IIR低通滤波器；对计算得到的电流给定值进行幅值补偿后，依次利用设置得到的FIR低通滤波器和IIR低通滤波器进行滤波处理，之后，再采用一阶滤波器进一步进行滤波处理，得到滤波后的电流给定值；从而，通过在测量负载运行时对供电网络的影响或驱动电源在各种运行工况及多种负载下的控制性能时，采用电子负载装置对真实阻容类型负载进行模拟测量，并采用多种滤波器，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，保留通频带内的信号相位特征，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，不仅使得对负载测量的难度大大减小了，而且提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于电子负载装置的滤波方法的一种电子负载装置的滤波装置。参见图5所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。所述电子负载装置，具有阻容负载模型、幅值补偿模块和滤波模块；所述阻容负载模型，是与待控制的电力系统中阻容类型负载对应的电子负载模型，如公式(3)所示的模型；所述幅值补偿模块和所述滤波模块，依次设置在所述阻容负载模型的输出端；所述滤波模块，包括：两种以上滤波器。
在本发明的方案中，如图5所示，所述电子负载装置的滤波装置，包括：获取单元102和控制单元104。
其中，所述获取单元102，被配置为获取与待控制的电力系统中阻容类型负载的输入端口的电压采样值，记为端部给定电压。该获取单元102的具体功能及处理参见步骤S110。
所述控制单元104，被配置为将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值。该控制单元104的具体功能及处理参见步骤S120。
在一些实施方式中，所述阻容负载模型，包括：等效电感、等效电容和等效电阻。
所述控制单元104，将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值，包括：
所述控制单元104，具体还被配置为确定所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S210。
所述控制单元104，具体还被配置为基于所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值，将所述端部给定电压，利用下面的公式进行计算，以输出对应的电流给定值，得到当前电流给定值。
该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S220。
其中，所述阻容负载模型的等效电感的感性值为L、等效电容的容性值为C、以及等效电阻的阻性值为R，k为与所述设定的采样频率对应的采样时刻，vin(k)为k时刻的端部给定电压，vin(k-1)为k时刻的前一时刻的端部给定电压，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流。
具体地，具体地，图9为电子负载模型的微分环节输出信号的滤波算法的流程示意图。图10为电子负载模型应用微分环节滤波算法后的处理流程示意图。在图9和图10所示的例子中，iref是阻容负载模型计算输出的电流给定值，所设计滤波器中的参数iref是信号输入值，fs是采样频率，通频带宽频率fmax，α为FIR滤波器系数变量，fd为IIR滤波器截止频率，fL为一阶低通滤波器截止频率，irefL为FIR滤波器的输出信号，irefB为IIR滤波器的输出值，iref *是滤波后的电流给定值。如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，包括：
步骤1：读取电子负载端口电压采样值。
电子负载根据采样得到的端口电压值，按公式(3)经过电子负载模型计算，输出电流给定值用于电流闭环控制，从而实现对真实负载电流特性的模拟。采样得到的端口电压波形因为采样通道干扰以及电压波动的影响存在着扰动，阻容负载模型中的微分环节会放大扰动，影响电子负载对电流的模拟，因此对电流给定信号的带宽有限制，需要对电流给定值的高频信息进行滤波处理，滤除的过程中尽量保持通频带宽内的信号相位特征。
步骤2：电子负载模型计算输出电流给定值。
电子负载模拟阻容类型负载时，将端口电压采样信号输入阻容负载模型中，计算输出电流给定值iref。阻容电子负载的电流给定信号实现方式如式(3)所示，该操作可以获得给定电流的离散化表达式，便于计算机实现，但该公式获得的电流信号会放大高频分量，易存在高频干扰。阻容电子负载的电流给定信号实现方式如式(3)所示。该操作可以获得给定电流的离散化表达式，便于计算机实现，但该公式获得的电流信号会放大高频分量，易存在高频干扰。
所述控制单元104，还被配置为根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S130。
在一些实施方式中，所述控制单元104，根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数，包括：
所述控制单元104，具体还被配置为确定所述当前电流给定值的采样频率。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S310。
所述控制单元104，具体还被配置为根据所述当前电流给定值的采样频率，确定所述滤波模块中两种以上滤波器的通频带宽、截止频率、系数变量，作为当前滤波参数；其中，所述截止频率大于所述通频带宽。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S320。
图8为电子负载模型的微分环节输入信号和输出信号的对比说明示意图。如图8所示，微分环节输入信号为图6所示的阻容负载模型输入的电压采样波形，微分环节输出信号为图6所示的阻容负载模型输出的电流给定值波形。从图6所示的阻容负载模型输入的电压采样波形以及阻容负载模型输出的电流给定值波形可以看出，因为阻容负载模型输入的电压波形中存在着扰动，阻容负载模型中的微分环节将扰动进行放大，导致阻容负载模型输出的电流给定值波形中出现了较大的尖刺，会对电流环的控制造成影响。本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，通过图9所示的滤波方法可以将电流给定值波形中的高频干扰滤除掉，避免微分环节放大干扰所造成的不利影响，从而提升电子负载对阻容类型负载模拟的准确性。在图9所示的例子中，首先根据滤波性能要求设计滤波器，即首先确定采样频率fs＝1/Ts，再确定通频带宽fmax以保证在通频带内能够保障较好的相位特征，滤波器截止频率要大于fmax，从而将高频部分进行衰减。然后将负载模型输出的电流给定值iref通过滤波器进行滤波处理，可以消除电流给定值波形中的干扰。
所述控制单元104，还被配置为使所述当前电流给定值经所述幅值补偿模块进行幅值补偿后，得到补偿电流给定值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S140。
所述控制单元104，还被配置为利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，以：根据所述滤波电流给定值，对所述待控制的电力系统进行电流闭环控制。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S150。
本发明的方案提供的一种应用于工程技术中电子负载装置实现的微分环节数字化实现算法，通过对多种滤波器的组合与综合，在对衰减微分环节对离散化后信号中的高频特征进行滤除的同时，尽可能保留通频带内的信号相位特征，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，克服相关方案中滤波方法难以滤除掉微分环节对干扰进行放大而产生的电流波形畸变问题，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性，解决了工程技术中难以有效实现容性负载电流信号模拟的问题。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，包括：二阶FIR低通滤波器和二阶IIR低通滤波器。
所述控制单元104，利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，包括：
所述控制单元104，具体还被配置为利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S410。
在一些实施方式中，所述控制单元104，利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值，包括：所述控制单元104，具体还被配置为利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2)；
其中，α为所述二阶FIR低通滤波器的系数变量，irefL为所述二阶FIR低通滤波器的输出信号，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的再前一时刻的参考电流。
具体地，如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，还包括：
步骤3：选定采样频率fs。
采样频率fs要大于系统中最高频率的两倍，才能够准确还原采样信号。
步骤4：二阶Least-squares FIR低通滤波器滤波处理。
阻容负载模型中的微分环节会放大扰动，导致电流给定值波形畸变。由于主要影响因素是高频段特征，特别是接近fs/4至fs/2处的高频信息增益最为严重，二阶Least-squares FIR低通滤波器在该频段有较好的衰减特性，并且几乎不影响低频段特征。因此首先通过二阶Least-squares FIR低通滤波器对步骤2中经过幅值补偿的电流给定值进行滤波处理。该低通滤波器如公式(4)所示，k时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号为irefL(k)，主要保障通频带宽内信号的相频特征不发生较大变化：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2) (4)。
其中，其中，图7为二阶(Least-squares)FIR低通滤波器的频域特征示意图，二阶(Least-squares)FIR低通滤波器的频域特征可以参见图7所示的例子。α为系数变量，实际使用时根据采样时间与滤波效果进行调整，调整范围为α∈[0,0.5]，该值越大在该频段衰减越好，相位特征也越好，因此通常该值取定值，即α＝0.5。α取0、0.25、0.5时，假定采样频率为20kHz情况下该滤波器的频域响应特征如图7所示，可见，若定义通频带宽1kHz，则在1kH内能够保障较好的跟踪性能。
所述控制单元104，具体还被配置为利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S420。
在一些实施方式中，所述控制单元104，利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：所述控制单元104，具体还被配置为利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)；
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为所述二阶IIR低通滤波器的截止频率，irefL(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值即第二电流给定值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值。
具体地，如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，还包括：步骤5：二阶巴特沃斯(Butterworth)IIR低通滤波器滤波处理。
步骤4虽然能够在一定程度上起到理想的效果，但高频衰减度仍然不足以对微分环节产生的高频增益进行有效衰减，因此对步骤4中滤波环节输出的电流给定值采用二阶Butterworth IIR低通滤波器进行进一步滤波处理，具体实现方式如式(5)所示，k时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值为irefB(k)：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)(5)。
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为该滤波段截止频率，fd需要大于通频带宽频率fmax，irefL(k)为k时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻该二阶Least-squares FIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻该二阶Butterworth IIR低通滤波器的输出值。
本发明的方案，电子负载通过采样端口电压，经过负载模型计算后输出电流给定值用于电流闭环控制，实现对真实负载电流特性的模拟；而阻容类型负载模型中包含的微分环节会对采样端口电压中包含的扰动信号进行放大，导致电流给定值波形出现畸变，影响到对阻容类型负载模拟的准确性；通过构造滤波环节对微分环节输出的电流给定值进行滤波处理，消除掉微分环节造成的电流给定值波形畸变，得到滤波后的电流给定值用于电子负载对容性负载电流特性的模拟；针对滤波对象的滤波性能要求，设计滤波环节的截止频率，由截止频率求取滤波环节计算式中的参数值。
在一些实施方式中，两种以上滤波器，还包括：一阶低通滤波器。
所述控制单元104，利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，还包括：所述控制单元104，具体还被配置为利用所述一阶低通滤波器，基于所述第二电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第三级滤波处理，得到第三电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值即第三电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值，β为所述一阶低通滤波器的系数变量。
具体地，如图9和图10所示，本发明的方案提供的一种可工程用的电子负载装置微分数字化实现的滤波方法，还包括：步骤6：一阶低通滤波器滤波处理。
为进一步降低高频增益，可以采用如式(6)所示滤波时间常熟较小的一阶滤波器对步骤5中输出值进一步滤波处理，输出值为iref *。
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值；β为系数变量，β∈[0,1]，其值越小滤波时间常数越大，其与该环节滤波时间常数τ的关系为：τ≈(1/β-1)Ts。由该环节确定的滤波器截至频率为fL≈1/τ，该截止频率也需要大于通频带宽频率fmax。
步骤7：输出滤波处理后的电流给定值iref *。
负载模型输出的电流给定值iref依次经过幅值补偿、二阶Least-squares FIR低通滤波器滤波处理、二阶Butterworth IIR低通滤波器滤波处理、一阶低通滤波器滤波处理后，可以得到滤波处理后的电流给定值iref *。电流给定值iref *的波形中已经滤除掉干扰，可以用于电流闭环控制，模拟负载的电流特性。
本发明的方案，通过对微分环节输出的包含较大干扰的电流给定值波形进行滤波处理，得到平滑的电流给定值波形用于电流闭环控制，可以提升电子负载对阻容类型负载模拟的准确性；根据滤波对象的滤波性能要求设计滤波参数，使得滤波器更有针对性，滤波性能更好；这样，能够把微分环节放大的电流波形尖刺滤除掉，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，克服相关方案中滤波方法难以滤除掉微分环节对干扰进行放大而产生的电流波形畸变问题，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性，解决了工程技术中存在的问题，并且，程序简洁易懂，有很强的可修改性，如需改变滤波器的参数，可以直接调整程序中的参数，即调整公式(3)中的R、L、C参数，按公式(3)计算出参考电流值，适用于对多种真实阻容类负载的模拟，通用性强。
由于本实施例的装置所实现的处理及功能基本相应于前述方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过读取阻容负载类型负载的电子负载的端口电压采样值，根据阻容负载模型计算电流给定值；根据计算得到的电流给定值，设置FIR低通滤波器和IIR低通滤波器；对计算得到的电流给定值进行幅值补偿后，依次利用设置得到的FIR低通滤波器和IIR低通滤波器进行滤波处理，之后，再采用一阶滤波器进一步进行滤波处理，得到滤波后的电流给定值，能够把微分环节放大的电流波形尖刺滤除掉，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于电子负载装置的滤波装置的一种电子负载装置。该电子负载装置可以包括：以上所述的电子负载装置的滤波装置。
由于本实施例的电子负载装置所实现的处理及功能基本相应于前述装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过读取阻容负载类型负载的电子负载的端口电压采样值，根据阻容负载模型计算电流给定值；根据计算得到的电流给定值，设置FIR低通滤波器和IIR低通滤波器；对计算得到的电流给定值进行幅值补偿后，依次利用设置得到的FIR低通滤波器和IIR低通滤波器进行滤波处理，之后，再采用一阶滤波器进一步进行滤波处理，得到滤波后的电流给定值，根据滤波对象的滤波性能要求设计滤波参数，使得滤波器更有针对性，滤波性能更好。
根据本发明的实施例，还提供了对应于电子负载装置的滤波方法的一种存储介质，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行以上所述的电子负载装置的滤波方法。
由于本实施例的存储介质所实现的处理及功能基本相应于前述方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过读取阻容负载类型负载的电子负载的端口电压采样值，根据阻容负载模型计算电流给定值；根据计算得到的电流给定值，设置FIR低通滤波器和IIR低通滤波器；对计算得到的电流给定值进行幅值补偿后，依次利用设置得到的FIR低通滤波器和IIR低通滤波器进行滤波处理，之后，再采用一阶滤波器进一步进行滤波处理，得到滤波后的电流给定值，使电子负载装置可以更好地模拟阻容类型负载，提升了电子负载装置对真实阻容负载模拟的准确性。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种电子负载装置的滤波方法，其特征在于，所述电子负载装置，具有阻容负载模型、幅值补偿模块和滤波模块；所述阻容负载模型，是与待控制的电力系统中阻容类型负载对应的电子负载模型；所述幅值补偿模块和所述滤波模块，依次设置在所述阻容负载模型的输出端；所述滤波模块，包括：两种以上滤波器；所述电子负载装置的滤波方法，包括：
获取与待控制的电力系统中阻容类型负载的输入端口的电压采样值，记为端部给定电压；
将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值；
根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数；
使所述当前电流给定值经所述幅值补偿模块进行幅值补偿后，得到补偿电流给定值；
利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，以：根据所述滤波电流给定值，对所述待控制的电力系统进行电流闭环控制。
2.根据权利要求1所述的电子负载装置的滤波方法，其特征在于，所述阻容负载模型，包括：等效电感、等效电容和等效电阻；
将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值，包括：
确定所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值；
基于所述阻容负载模型的等效电感的感性值、等效电容的容性值、以及等效电阻的阻性值，将所述端部给定电压，利用下面的公式进行计算，以输出对应的电流给定值，得到当前电流给定值：
其中，所述阻容负载模型的等效电感的感性值为L、等效电容的容性值为C、以及等效电阻的阻性值为R，k为与所述设定的采样频率对应的采样时刻，vin(k)为k时刻的端部给定电压，vin(k-1)为k时刻的前一时刻的端部给定电压，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流。
3.根据权利要求1所述的电子负载装置的滤波方法，其特征在于，根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数，包括：
确定所述当前电流给定值的采样频率；
根据所述当前电流给定值的采样频率，确定所述滤波模块中两种以上滤波器的通频带宽、截止频率、系数变量，作为当前滤波参数；其中，所述截止频率大于所述通频带宽。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电子负载装置的滤波方法，其特征在于，两种以上滤波器，包括：二阶FIR低通滤波器和二阶IIR低通滤波器；
利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，包括：
利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值；
利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值。
5.根据权利要求4所述的电子负载装置的滤波方法，其特征在于，利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值，包括：
利用所述二阶FIR低通滤波器，基于所述当前滤波参数，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第一级滤波处理，得到第一电流给定值：
irefL(k)＝α·iref(k)+(1-2α)·iref(k-1)+α·iref(k-2)；
其中，α为所述二阶FIR低通滤波器的系数变量，irefL为所述二阶FIR低通滤波器的输出信号，iref(k)为k时刻的前一时刻的参考电流即当前电流给定值，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的参考电流，iref(k-1)为k时刻的前一时刻的再前一时刻的参考电流。
6.根据权利要求4所述的电子负载装置的滤波方法，其特征在于，利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：
利用所述二阶IIR低通滤波器，基于所述第一电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第二级滤波处理，得到第二电流给定值，作为滤波电流给定值：
irefB(k)＝a0·irefL(k)+a1·irefL(k-1)+a0·irefL(k-2)
-b1·irefB(k-1)-b2·irefB(k-2)；
其中，
a0、a1、b1、b2，均表示计算系数，ω表示角度，fs是采样频率，fd为所述二阶IIR低通滤波器的截止频率，irefL(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefL(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出信号，irefB(k)为k时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值即第二电流给定值，irefB(k-1)为k时刻的前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值，irefB(k-2)为k时刻的前一时刻的再前一时刻所述二阶IIR低通滤波器的输出值。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的电子负载装置的滤波方法，其特征在于，两种以上滤波器，还包括：一阶低通滤波器；
利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，还包括：
利用所述一阶低通滤波器，基于所述第二电流给定值，利用下面的公式进行计算，以对所述补偿电流给定值进行第三级滤波处理，得到第三电流给定值，作为滤波电流给定值，包括：
其中，iref *(k)是k时刻的滤波后的电流给定值即第三电流给定值，iref *(k-1)是k时刻的前一时刻的滤波后的电流给定值，β为所述一阶低通滤波器的系数变量。
8.一种电子负载装置的滤波装置，其特征在于，所述电子负载装置，具有阻容负载模型、幅值补偿模块和滤波模块；所述阻容负载模型，是与待控制的电力系统中阻容类型负载对应的电子负载模型；所述幅值补偿模块和所述滤波模块，依次设置在所述阻容负载模型的输出端；所述滤波模块，包括：两种以上滤波器；所述电子负载装置的滤波装置，包括：
获取单元，被配置为获取与待控制的电力系统中阻容类型负载的输入端口的电压采样值，记为端部给定电压；
控制单元，被配置为将所述端部给定电压，通过所述阻容负载模型，输出对应的电流给定值，记为当前电流给定值；
所述控制单元，还被配置为根据所述当前电流给定值，设置所述滤波模块中两种以上滤波器的滤波参数，记为当前滤波参数；
所述控制单元，还被配置为使所述当前电流给定值经所述幅值补偿模块进行幅值补偿后，得到补偿电流给定值；
所述控制单元，还被配置为利用所述滤波模块中两种以上滤波器，基于所述当前滤波参数，对所述补偿电流给定值进行分级滤波处理，得到滤波电流给定值，以：根据所述滤波电流给定值，对所述待控制的电力系统进行电流闭环控制。
9.一种电子负载装置，其特征在于，包括：如权利要求8所述的电子负载装置的滤波装置。
10.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行权利要求1至7中任一项所述的电子负载装置的滤波方法。
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