CN115145150A - 变流器参数设置方法 - Google Patents

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CN115145150A
CN115145150A CN202210718414.2A CN202210718414A CN115145150A CN 115145150 A CN115145150 A CN 115145150A CN 202210718414 A CN202210718414 A CN 202210718414A CN 115145150 A CN115145150 A CN 115145150A
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郭文勇
戴少涛
马韬
胡磊
王邦柱
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Beijing Jiaotong University
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    • G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
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Abstract

本申请提供了一种变流器参数设置方法，涉及电子电路技术领域。该方法包括：获得预设的参数组合，参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值；根据预设关系及参数组合，计算得到控制系数组合，控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。由此，能够基于确定的用于确定闭环系统带宽的第一截止频率及用于确定闭环系统的稳态误差的极点值，得到可实现该第一截止频率及极点值的控制参数，该方式可以设置出同时保证变流器的动态响应速度及稳定性的参数，并且具有通用性强的特点，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器相连的变流器。

Description

变流器参数设置方法
技术领域
本申请涉及电子电路技术领域，具体而言，涉及一种变流器参数设置方法。
背景技术
变流器的动态响应速度是变流器控制性能的关键指标，而变流器的谐振是影响变流器稳定的关键问题。当前主要是采用模糊控制器调节PI参数，但是这种方式无法保证使用的参数可以使得变流器的性能较好。因此，如何设置出同时保证变流器的动态响应速度及稳定性的参数，是本领域技术人员亟需解决的技术问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种变流器参数设置方法，其能够基于确定的用于确定闭环系统带宽的第一截止频率及用于确定闭环系统的稳态误差的极点值，得到可实现该第一截止频率及极点值的控制参数，该方式可以设置出同时保证变流器的动态响应速度及稳定性的参数，并且具有通用性强的特点，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器相连的变流器。
本申请的实施例可以这样实现：
第一方面，本申请实施例提供一种变流器参数设置方法，所述方法包括：
获得预设的参数组合，其中，所述参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值；
根据预设关系及所述参数组合，计算得到控制系数组合，其中，所述控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。
第二方面，本申请实施例提供一种变流器参数设置方法，所述方法包括：
获得多个预设的第一参数组合，其中，所述第一参数组合中包括用于变流器控制的多个预设参数值，所述多个预设参数值中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值；
基于全局优化算法，根据各所述第一参数组合、所述变流器的闭环传递函数及预设代价函数，计算得到各所述第一参数组合对应的代价值，并以代价值最大为目标，根据得到的代价值对所述第一参数组合进行迭代优化，以得到目标参数组合，其中，在所述预设代价函数中，代价值与所述闭环传递函数对应的闭环带宽正相关、与在带宽频率阈值下的相移负相关，优化中使用的迭代更新条件为：闭环主导极点与虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主导极点的阻尼系数不小于第二预设值；
根据所述目标参数组合，计算得到目标控制参数组合，其中，所述目标控制参数中包括直接用于变流器控制的多个控制参数，所述多个控制参数中包括多个控制系数。
本申请实施例提供的变流器参数设置方法，获得预设的参数组合，并根据预设关系及参数组合计算得到控制系数组合，其中，参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值，控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。由此，基于确定的用于确定闭环系统带宽的第一截止频率及用于确定闭环系统的稳态误差的极点值，得到可实现该第一截止频率及极点值的控制参数，该方式可以设置出同时保证变流器的动态响应速度及稳定性的参数，并且具有通用性强的特点，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器相连的变流器。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为变流器与电网或者负载相连的拓扑结构示意图；
图2为本申请实施例提供的电子设备的方框示意图；
图3为本申请实施例提供的第一种变流器参数设置方法的流程示意图之一；
图4为本申请实施例提供的第一种变流器参数设置方法的流程示意图之二；
图5为本申请实施例提供的第二种变流器参数设置方法的流程示意图之一；
图6为图5中步骤S120包括的子步骤的流程示意图；
图7为图6中子步骤S122包括的子步骤的流程示意图；
图8为本申请实施例提供的第二种变流器参数设置方法的流程示意图之二；
图9为变流器通过L型滤波器与电网相连在连续域的控制框图；
图10为变流器通过L型滤波器与电网相连在离散域的控制框图；
图11为变流器通过LC型滤波器与负载相连在连续域的控制框图；
图12为变流器通过LC型滤波器与负载相连在离散域的控制框图；
图13为变流器通过LCL型滤波器与电网相连在连续域的控制框图；
图14为变流器通过LCL型滤波器与电网相连在离散域的控制框图；
图15为LC型变流器中的微分反馈量用电容或者电感电流的比例反馈量来代替的示意图；
图16为基于N阶低通滤波器的变流器连续域通用控制框图；
图17为基于N阶低通滤波器的变流器离散域通用控制框图；
图18为本申请实施例提供的第一种变流器参数设置装置的方框示意图；
图19为本申请实施例提供的第二种变流器参数设置装置的方框示意图。
图标：100-电子设备；110-存储器；120-处理器；130-通信单元；400(500)-变流器参数设置装置；410-第一获得模块；420-第一确定模块；430-第一控制模块；510-第二获得模块；520-优化模块；530-第二确定模块；540-第二控制模块。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
为了提高变流器动态响应的速度，当前会采用模糊控制器调节PI参数的方法来提高逆变器的鲁棒性、适应性和抗干扰能力，但是，该方法缺乏对闭环带宽定量的分析，且模糊参数无法定量地进行整定，因此无法保证如此控制之后逆变器的性能较佳。为了提高逆变器抗谐振的性能，当前会采用模型预测的方式来提高谐振抑制的性能，但是，该方法对逆变器滤波参数准确性的要求较高，缺乏鲁棒性，且只适用于两电平的变流器。
为了解决上述技术的不足，本申请实施例提供了一种变流器参数设置方法，能够基于确定的用于确定闭环系统带宽的第一截止频率及用于确定闭环系统的稳态误差的极点值，得到可实现该第一截止频率及极点值的控制参数，该方式可以设置出同时保证变流器的动态响应速度及稳定性的参数，并且具有通用性强的特点，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器相连的变流器。
下面结合附图，对本申请的一些实施方式作详细说明。在不冲突的情况下，下述的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
请参照图1，图1为变流器与电网或者负载相连的拓扑结构示意图。该变流器可以通过自身所包括的滤波器与电网或者负载相连，用于对电能进行处理，并将处理后的电能提供给电网或负载。所述变流器可以为电压型或电流型，具体可以结合实际需求确定。如图1所示，所述变流器为电压型，包括逆变桥、滤波器、控制器(图1中未示出)等。
所述变流器中所包括的滤波器的具体结构也可以结合实际需求确定。如图1所示，所述变流器可以为L型变流器，该L型变流器通过自身所包括的L型滤波器与电网连接。所述变流器还可以为LCL型变流器，该LCL型变流器通过自身所包括的LCL型滤波器与电网连接。所述变流器还可以为LC型变流器，该LC型变流器通过自身所包括的LC型滤波器与负载连接。可以理解的是，上述仅为举例说明，变流器中也可以包括其他形式的滤波器，并通过该滤波器与负载或电网连接。
请参照图2，图2为本申请实施例提供的电子设备100的方框示意图。所述电子设备100可以是，但不限于，电脑、服务器、变流器中作为控制单元的控制器等。所述电子设备100可以包括存储器110、处理器120及通信单元130。所述存储器110、处理器120以及通信单元130各元件相互之间直接或间接地电性连接，以实现数据的传输或交互。例如，这些元件相互之间可通过一条或多条通讯总线或信号线实现电性连接。
其中，存储器110用于存储程序或者数据。所述存储器110可以是，但不限于，随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)，只读存储器(Read Only Memory，ROM)，可编程只读存储器(Programmable Read-Only Memory，PROM)，可擦除只读存储器(ErasableProgrammable Read-Only Memory，EPROM)，电可擦除只读存储器(Electric ErasableProgrammable Read-Only Memory，EEPROM)等。
处理器120用于读/写存储器110中存储的数据或程序，并执行相应地功能。比如，存储器110中存储有变流器参数设置装置，所述变流器参数设置装置包括至少一个可以软件或固件(firmware)的形式存储于所述存储器110中的软件功能模块。所述处理器120通过运行存储在存储器110内的软件程序以及模块，如本申请实施例中的变流器参数设置装置，从而执行各种功能应用以及数据处理，即实现本申请实施例中的变流器参数设置方法。
通信单元130用于通过网络建立所述电子设备100与其它通信终端之间的通信连接，并用于通过所述网络收发数据。
应当理解的是，图2所示的结构仅为电子设备100的结构示意图，所述电子设备100还可包括比图2中所示更多或者更少的组件，或者具有与图2所示不同的配置。图2中所示的各组件可以采用硬件、软件或其组合实现。
请参照图3，图3为本申请实施例提供的第一种变流器参数设置方法的流程示意图之一。所述方法可以应用于上述电子设备100。下面对变流器参数设置方法的具体流程进行详细阐述。在本实施例中，所述方法可以包括步骤S210～步骤S220。
步骤S210，获得预设的参数组合。
步骤S220，根据预设关系及所述参数组合，计算得到控制系数组合。
在本实施例中，所述参数组合可以预先根据对变流器的性能要求设置的。所述参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率ωn、被消去的极点值P。第一截止频率ωn决定了闭环系统的带宽，极点值P决定了闭环系统的稳态误差。可以基于预设关系及所述参数组合，计算得到一个控制系数组合。所述控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。该控制系数组合，可以将变流器的连续域闭环传递函数完全等效为一个截止频率为ωn的低通滤波器的连续域闭环传递函数，ωn也可视为闭环带宽，调整ωn就可以对闭环的带宽进行调整，而调整P可以调制闭环的稳态误差。因此，可以基于对变流器的性能需求，设置与该性能需求对应的控制系数，也即，该控制系数可以实现对应的性能。
可选地，在本实施中，得到的控制系数组合可用于使所述变流器的连续域闭环传递函数等效为一个带宽为第一截止频率ωn的N阶的低通滤波器，等效低通滤波器的阶数N为所述变流器中的控制器所连接的无源滤波器的阶数。
在本实施例中，所述变流器可以包括：前馈控制器、积分控制器及反馈控制器。所述前馈控制器，用来消除积分控制带来的极点，其系数Kr只取决于闭环带宽，可以由带宽值进行定量的计算。所述积分控制器，引入一个新的极点，其系数可以用与之相关的极点值P和前馈控制系数Kr进行定量的计算。反馈控制器，反馈量为被控量的0～(N-1)阶微分量，其中各阶微分量也可以用其他无源器件上的电压或电流量来代替，反馈控制器的系数可以通过与N阶滤波器的传递函数相比较的方法获得。
在本实施例中，所述预设关系包括第一预设关系及第二预设关系。其中，所述第一预设关系为所述前馈控制器引入的零点与所述积分控制器引入的极点的等同关系；所述第二预设关系为所述变流器的连续域闭环传递函数与带宽为所述第一截止频率的N阶低通滤波器的连续域闭环传递函数的等同关系，N为所述变流器中的控制器所连接的无源滤波器的阶数。
可以根据所述第一预设关系、第二预设关系、第一截止频率ωn和极点值P，得到期望的闭环传递函数。然后，使该期望的闭环传递函数与采用前馈控制器、积分控制器和反馈控制器作用于被控对象之后的传递函数完全等同，从而前馈控制器、积分控制器和反馈控制器的系数。也即，根据所述第一预设关系和第二预设关系及所述第一截止频率和被消去的极点值，计算得到前馈系数、积分系数和反馈控制器对应的系数。包括前馈系数、积分系数和反馈控制器对应的系数的控制系数组合，用于使所述变流器的连续域闭环传递函数等效为带宽为所述第一截止频率的N阶低通滤波器的连续域闭环传递函数。
可选地，在本实施例中，所述反馈控制器对应的系数为所述反馈控制器被控量对应的0～(N-1)阶微分的反馈系数，N表示所述无源滤波器的阶数。或者，为所述无源滤波器上除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数，也可以采用其他进行表示。
在采用模拟控制器和线性功放时，无延时效应，无需在变流器中加入延迟补偿器。在此情况下，可先列出该控制器连续域的闭环传递函数(即第一闭环传递函数)，将该闭环传递函数与截止频率为ωn的N阶低通滤波器的传递函数相比较，从而得到前馈控制器、微分控制器和反馈控制器各自系数的具体值。这些值为第一截止频率ωn和极点值P的函数，ωn决定闭环系统的带宽，极点值P决定闭环系统的稳态误差。采用如上所述前馈控制、积分控制及反馈控制以及相应的系数，闭环传递函数完全等效为一个截止频率为ωn的N阶的低通滤波器的闭环传递函数，ωn也可视为闭环带宽，调整ωn就可以对闭环的带宽进行调整，而调整P可以调制闭环的稳态误差。
在采用数字控制器，并且所述反馈控制器的系数采用所述无源滤波器上模拟微分反馈量的反馈系数，或者采用所述无源滤波器上除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数的情况下(比如，用模拟微分器或者滤波器上除被控器件的被控量之外的其他电容电感上的电压或电流来代替微分量)，在存储控制延迟但不采用延迟补偿器时，可以将控制延迟等效为一个截止频率为ωd的低通滤波器，内环的带宽也为ωd，将控制延时视为一个新增的内环。其中，
Figure BDA0003709565640000061
(在采用载波波峰波谷采用时)，ωs表示数字控制器的采集电流或电压的频率。
可将外环的带宽ωn设置为内环带宽ωd的1/10～1/5，就可以忽略内环动态响应的影响。还可以极点值P设置为大于预设极点值的值，以保证一定的稳定裕度。如此设置外环带宽ωn和极点值P之后，就可以根据前馈、积分、反馈和带宽ωn和极点P之间定量的关系求解前馈、积分和反馈的系数。
图4为本申请实施例提供的第一种变流器参数设置方法的流程示意图之二。在本实施例中，在步骤S220之后，所述方法还可以包括步骤S230。
步骤S230，根据所述控制系数组合对变流器进行控制。
在本实施例中，在获得所述控制系数组合的情况下，可根据所述控制系数组合对所述变流器中的控制系数进行设置，以使所述变流器使用所述控制系数组合，从而提高所述变流器的性能。可选地，在所述电子设备100与变流器为两个独立的设备的情况下，所述电子设备100在获得所述控制系数组合的情况下，可以将所述控制系数组合发送给所述变流器，变流器中的控制器基于该控制系数组合对相应参数进行设置。在所述电子设备100为变流器中的控制器时，该控制器在获得所述控制系数组合的情况下，直接基于该控制系数组合对相应参数进行设置。
本申请实施例还提供另外一种变流器参数设置方法，在该方法中，变流器中采用数字控制器、并加入了延迟补偿器，还可以使用微分离散器实现微分数字化，在该情况下，可以将前馈控制器、积分控制器、反馈控制器、延迟补偿器和微分离散器的参数进行统一优化，从而提高整体性能。下面对该方法进行具体说明。
请参照图5，图5为本申请实施例提供的第二种变流器参数设置方法的流程示意图之一。所述方法可以应用于上述电子设备100。下面对变流器参数设置方法的具体流程进行详细阐述。在本实施例中，所述方法可以包括步骤S110～步骤S130。
步骤S110，获得多个预设的第一参数组合。
在本实例中，可以预先设置多个第一参数组合。每个第一参数组合中包括用于变流器控制的多个预设参数值。所述多个预设参数值中可以包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率ωn、被消去的极点值P等。不同第一参数组合对应的预设参数类型相同，比如，均包括用于前馈控制的预设参数值ωn及用于积分控制的预设参数值P。该多个第一参数组合，可以是用户手动输入的，也可以是所述电子设备100根据各类型参数对应的范围自动生成的，还可以是其他设备发送给该电子设备100的，在此不对第一参数组合的获取方式进行具体限定。
步骤S120，基于全局优化算法，根据各所述第一参数组合、所述变流器的闭环传递函数及预设代价函数，计算得到各所述第一参数组合对应的代价值，并以代价值最大为目标，根据得到的代价值对所述第一参数组合进行迭代优化，以得到一个目标参数组合。
在本实施例中，可根据各第一组参数组合及所述变流器的闭环传递函数，计算得到所述闭环传递函数在各所述第一组参数组合下对应的闭环带宽及在带宽频率阈值下的相移。然后根据预设代价函数、各第一组参数组合对应的闭环带宽B及相移，计算得到各第一参数组合对应的代价值。进而，基于全局优化算法，根据各第一组参数组合对应的代价值，以代价值最大为目标，对第一参数组合进行优化，从而得到一个优化后的多个下一参数组合，以此类推，循环迭代，直到得到最优代价值或者迭代次数达到给定的阈值为止，并选取最优代价值所对应的一组参数组合作为最终输出应用的目标参数组合。
其中，在所述预设代价函数中，代价值J与所述闭环传递函数在使用第一参数组合时对应的闭环带宽B正相关，与对应的在带宽频率阈值下的相移负相关。预设代价函数的具体形式可以结合实际需求设置。优化中使用的迭代更新条件为：闭环主导极点(即离虚轴近的点)与虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主导极点的阻尼系数不小于第二预设值，用于保证谐振抑制的效果。所述第一预设值、第二预设值的具体大小可以结合实际需求设置。
步骤S130，根据所述目标参数组合，计算得到目标控制参数组合。
在本实施例中，可以基于该目标参数组合，通过计算得到与其对应的目标控制参数组合。所述目标控制参数中包括直接用于变流器控制的多个控制参数，所述多个控制参数中包括多个控制系数，该多个控制系数可以包括前馈系统Kr、积分系数Kr、反馈控制器对应的系数。
如此，通过参数优化以最大化闭环带宽，并减小相移，可以同时兼顾闭环稳定性、鲁棒性、阻尼性能和动态特性，防止因考虑不周造成的某些性能的劣化，同时该方法具有清晰的数学模型，便于参数的准确优化和调整。并且，通用性强，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器的变流器。
可选地，在本实施例中，变流器的控制器中可以包括前馈控制器、积分控制器、反馈控制器及延迟补偿控制器等。前馈控制器用于消除积分控制器引入的极点，极点消除后，通过精确计算反馈控制的参数，可以使系统(即变流器，也可以描述为变流器的控制器及被控对象)闭环等效为一个低通滤波器。对应地，所述第一参数组合中可以包括：等效的低通滤波器的第一截止频率ωn、被消去的极点值P、延迟补偿控制器的第二控制参数等。
作为一种可能的实现方式，精确计算反馈控制的参数，可以使得系统等效为一个带宽为所述第一截止频率ωn的N阶的低通滤波器，N为所述变流器中控制器所连接的无源滤波器的阶数。也即，计算出反馈控制的参数，使得变流器的闭环传递函数等效为低通滤波器，该等效低通滤波器的阶数为所述变流器中的控制器所连接的无源滤波器的阶数。比如，如图1所示，在所述变流器为LC型滤波器时，系统可以等效为2阶低通滤波器，即等效为2阶系统。
在N大于1时，所述第一参数组合中还可以包括：微分离散器的第三控制参数，所述第三控制参数可以包括所述微分离散器实现不同阶微分时采用的第二截止频率ω′c，第二截止频率ω′c的数量基于等效的低通滤波器的阶数确定。第二截止频率ω′c的数量为N-1，比如，若系统等效的低通滤波器为3阶，所述第三控制参数则可以包括：采用微分离散器实现一阶微分时采用的截止频率ω′c1，采用微分离散器实现二阶微分时采用的截止频率ω′c2。
作为一种可能的实现方式，可通过图6所示方式计算得到一个第一参数组合对应的代价值。请参照图6，图6为图5中步骤S120包括的子步骤的流程示意图。在本实施例中，步骤S120可以包括子步骤S121～子步骤S124。
子步骤S121，获得所述变流器在连续域下的第一闭环传递函数。
在本实施例中，可根据所述变流器中的控制器及控制对象的具体电路组成，生成该变流器在连续域下的第一闭环传递函数。也即，获得等效的系统在连续域下的闭环传递函数。
子步骤S122，根据所述第一参数组合及所述第一闭环传递函数，获得所述第一参数组合对应的第二参数组合。
在本实施例中，可以基于一个所述第一参数组合及所述第一闭环传递函数，计算出可用于获得该第一参数组合对应的闭环带宽B及相移的第二参数组合。所述目标控制参数组合为所述目标参数组合对应的第二参数组合，也即，在获得目标参数组合的情况下，采用基于一个第一参数组合获得其对应的第二参数组合的方式，获得该目标参数组合对应的目标控制参数组合。
请参照图7，图7为图6中子步骤S122包括的子步骤的流程示意图。在本实施例中，子步骤S122可以包括子步骤S1221～子步骤S1222。
子步骤S1221，根据第一预设关系、第二预设关系、所述第一截止频率、所述极点值及所述第一闭环传递函数，计算得到第一控制参数。
子步骤S1222，将所述第一控制参数中的前馈系数、积分系数和所述反馈控制器对应的系数，与所述第一参数组合中除所述第一截止频率及极点值之外的预设参数值，汇总为所述第二参数组合。
在本实施例中，所述第一参数组合中包括等效的低通滤波器的第一截止频率ωn、被消去的极点值P、延迟补偿控制器的第二控制参数。可以将第一截止频率ωn、被消去的极点值P带入提前预设的闭环传递函数，使之完全等同于与采用前馈控制器、积分控制器和反馈控制器作用于被控对象之后的传递函数，从而获得包括前馈控制器、积分控制器、反馈控制器和延迟补偿器的系数，也即获得了所述第一控制参数。
可选地，在本实施例中，所述反馈控制器对应的系数可以包括该反馈控制器对应的0～(N-1)阶微分反馈系数，其中，N表示所述变流器中的控制器连接的无源滤波器的阶数。
所述反馈控制器对应的各阶微分反馈系数可以为被控量的0～(N-1)阶微分量的反馈系数，也可以为所述无源滤波器上的除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数，比如，为所述无源滤波器上的其他非被控无源器件的电压或电流的反馈系数。可以理解的是，所述反馈控制器对应的各阶微分反馈量还可以采用其他代替，在此不对其进行具体限定。
可以将所述第一参数组合中除第一截止频率ωn及极点值P之外的预设参数值，以及所述第一控制参数，作为该第一参数组合对应的第二参数组合。即，将所述第一控制参数中的前馈系数、积分系数和反馈控制器对应的系数，与所述第一参数组合中除所述第一截止频率及极点值之外的预设参数值，汇总为所述第二参数组合。比如，在该第一参数组合仅包括第一截止频率ωn、被消去的极点值P、延迟补偿控制器的第二控制参数时，对应地，该第一参数组合对应的第二参数组合可以包括：基于第一截止频率ωn及极点值P生成的所述前馈系数Kr、积分系数Ki、反馈控制器对应的系数；延迟补偿控制器的第二控制参数。
在等效的低通滤波器的阶数大于1时，所述第一参数组合中还包括微分离散器的第三控制参数，所述第三控制参数包括该微分离散器实现不同阶微分时采用的第二截止频率ω′c，对应地，所述第二参数组合中还可以包括该微分离散器实现不同阶微分时采用的第二截止频率ω′c。
子步骤S123，获得所述变流器在离散域下的第二闭环传递函数。
可以根据所述变流器中的控制器及控制对象的具体电路组成，生成该变流器在离散域下的第二闭环传递函数。也即，获得等效的系统在离散域下的闭环传递函数。
其中，子步骤S123可以在子步骤S121～子步骤S122之后，也可以是与子步骤S121～子步骤S122并行执行的步骤，还可以是先执行子步骤S121再执行子步骤S123等。在此不对子步骤S123的具体执行位置进行限定，具体可以结合实际需求确定。
子步骤S124，根据所述第二参数组合、所述第二闭环传递函数及所述预设代价函数，计算得到所述第一参数组合对应的代价值。
在获得所述第二参数组合的情况下，可以将该第二参数组合中的参数值代入到所述第二闭环传递函数中，计算得到该第二闭环传递函数在该第二参数组合下的函数值，进而基于该函数值确定该第二闭环传递函数在该第二参数组合下对应的闭环带宽B及相移。然后再根据所述预设代价函数、该第二闭环传递函数在该第二参数组合下对应的闭环带宽B及相移，计算得到所述第一参数组合对应的代价值。
作为一种可能的实现方式，所述预设代价函数为：
Figure BDA0003709565640000101
其中，J表示代价值，B表示闭环带宽，Ps表示带宽频率值下的相移指标，相移与相移指标反相关，Ps越大，Ps越小；γ表示预设系数，该预设系数可以结合实际情况设置。作为一种可能的实现方式，
Figure BDA0003709565640000102
θ表示相移，为负值。
在本实施例中，在获得经步骤S110获得的各第一参数组合对应的代价值之后，可确定出最大代价值对应的第一参数组合，然后基于该第一参数组合和其他参数组合的历史最优值，对其他第一参数组合中的参数值进行调整；接着，针对调整后的第一参数组合，再次计算各自的代价值，然后基于代价值最大的参数组合和其他参数组合的历史最优值对本轮的其他参数组合进行优化，如此循环往复，直到迭代结束。可将迭代结束时确定出的最大代价值对应的参数组合作为所述目标参数组合。
其中，迭代更新过程中，迭代更新条件为：闭环主导极点与虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主导极点的阻尼系数不小于第二预设值。若某轮迭代不满足该迭代更新条件，可删除该轮的迭代更新结果，并基于某轮的上一轮的迭代更新情况来进行下一轮迭代。可选地，可以在迭代预设次数后，停止迭代。
其中，在优化过程中，可以将第一截止频率ωn、被消去的极点值P带入提前预设的闭环传递函数，使之完全等同于与采用前馈控制器、积分控制器和反馈控制器作用于被控对象之后的传递函数，从而获得包括前馈控制器、积分控制器、反馈控制器和延迟补偿器各自对应系数的第二参数组合；然而，将第二参数组合带入离散域的闭环传递函数，并根据预设代价函数，计算得到代价值，并以代价值最大为目标，根据得到的代价值对所述第二参数组合进行迭代优化，以得到一个较佳的参数组合作为所述目标控制参数组合。
在本实施例中，变流器的控制器包括前馈控制器、积分控制器、反馈控制器及延迟补偿控制器。前馈控制器用于消除积分控制器引入的极点，极点消除后，通过精确计算反馈控制的参数，可以使系统闭环等效为N(N为与变流器中的无缘源滤波器的阶数)阶的低通滤波器，以便对闭环的带宽进行调整。延迟补偿控制器用于对前馈、积分和反馈控制量之和进行相位补偿，以抵消变流器的控制器中的处理器和脉宽调制器的延迟。
变流器闭环响应性能取决于等效的低通滤波器的截止频率、积分控制的极点值、延迟补偿控制器的参数和微分离散器的参数，为了使系统性能达到最大值，对这些参数进行全局优化。为此定义一个综合考虑带宽和相移的代价函数，采用全局优化的算法，寻找使代价函数的值最大化的最优参数组合，从而使闭环的带宽尽可能高，相移尽可能小。
本申请实施例采用前馈、积分、反馈和延迟补偿相结合的方法在保证闭环稳定性和阻尼性能的同时，最大化闭环带宽，并减小相移。该方法可以同时兼顾闭环稳定性、鲁棒性、阻尼性能和动态特性，防止因考虑不周造成的某些性能的劣化，同时该方法具有清晰的数学模型，便于参数的准确优化和调整；并且通用性强，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器的变流器。
请参照图8，图8为本申请实施例提供的第二种变流器参数设置方法的流程示意图之二。在本实施例中，在步骤S130之后，所述方法还可以包括步骤S140。
步骤S140，根据所述目标控制参数组合对所述变流器进行控制。
在本实施例中，在获得所述目标控制参数组合的情况下，可根据所述目标控制参数组合对所述变流器中的参数进行设置，以使所述变流器使用所述目标控制参数组合，从而提高所述变流器的性能。关于步骤S140的说明，可参照上文对步骤S230的描述。
下面结合图9～图17，对如何设置变流器参数进行举例说明。
请参照图9，图9为变流器通过L型滤波器与电网相连在连续域的控制框图。在图9所示的变流器在同步旋转坐标系下的控制框图中，L为滤波电感的电感量，s为拉普拉斯算子，R为滤波电感的电阻，ω为电网的角频率，Kr为前馈系数，Ki为积分系数，Kp为比例(0阶微分)反馈系数，
Figure BDA0003709565640000111
为电感电流的给定值，Ig为电感电流的实际值。基于图10，可获得该L型变流器在连续域的闭环传递函数如公式(1)所示，即从Ig到
Figure BDA0003709565640000112
的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000113
即为：
Figure BDA0003709565640000114
基于所述第一预设关系及第二预设关系，可将公式(1)所示的闭环传递函数简化为：
Figure BDA0003709565640000115
其中，z为前馈控制引入的零点，p为积分控制引入的极点，
Figure BDA0003709565640000121
由于z＝p，公式(2)可以简化为：
Figure BDA0003709565640000122
由公式(3)可以看出，公式(1)所示的闭环传递函数在使用设置好的第一截止频率ωn时，闭环带宽为ωn。
基于公式(1)～公式(3)，可获得各第一控制参数的具体值为：
Kr＝ωnL (4)
Ki＝Krp (5)
Kp＝Lωn-R+Lp-jωL (6)
可以采用该控制方式，将基于1阶L型滤波变流器的控制闭环等效为一个一阶低通滤波器，低通滤波器的截止频率ωn越高，响应速度越快。积分控制器引入的极点P虽然被前馈控制器消除，但也会影响闭环的稳态误差，因此需要对这两个参数ωn、P进行优化。从理论上讲，如果不考虑计算和脉宽调制带来的延迟，ωn可以取无穷大，而延迟成了限制闭环带宽的主要瓶颈。
在采用模拟控制器和线性功放时，无延时效应，无需加入延迟补偿器，在此情况下，可如上所述，列出该控制器连续域的闭环传递函数，将该闭环传递函数与截止频率为ωn的N阶低通滤波器的传递函数相比较，可以得到前馈控制器、微分控制器和反馈控制器各自系数的具体值。这些值为第一截止频率ωn和极点值P的函数，第一截止频率ωn决定闭环系统的带宽，极点值P决定闭环系统的稳态误差。采用该控制方法及其用上述方法计算得来的控制系数，闭环传递函数完全等效为一个截止频率为ωn的N阶的低通滤波器，ωn也可视为闭环带宽，调整ωn就可以对闭环的带宽进行调整，而调整P可以调制闭环的稳态误差。
在此情况下，通过上述方式即可获得控制系数组合，该控制系数组合中包括：基于第一截止频率ωn和极点值P计算得到的前馈系数Kr、积分系数Ki；以及反馈控制器对应的系数Kp。
在采用数字控制器，并用模拟微分器或者滤波器上其他电容电感上的电压或电流来代替微分量(即，所述反馈控制器的系数采用所述无源滤波器上模拟微分反馈量的反馈系数，或者采用除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数)，不采用延迟补偿器时，可以将控制延迟等效为一个截止频率为ωd的低通滤波器(
Figure BDA0003709565640000123
采用在调制波的波峰波谷采样时，ωs为数字控制器的采样频率)，内环的带宽也为ωd。控制延时可以视为一个新增的内环，可以将外环的带宽ωn设置为内环带宽ωd的1/10～1/5，如此可以忽略内环动态响应的影响。并可将极点值P设置为大于某个阈值的值，以保证一定的稳定裕度。
为了减轻延迟带来的负面影响，可以对延迟进行补偿，由于变流器一般采用数字信号处理器进行控制，因此需要在离散域进行进一步精确建模。
在图10所示的L型滤波器在离散域的控制框图中，z-1为变流器的控制器中的数字控制器带来的一拍延迟，GL(z)为L型滤波器离散化后的传递函数，
Figure BDA0003709565640000131
为离散化后的延迟补偿控制器。为了得到尽可能高的带宽，需要对ωn、P和延迟补偿控制器的参数进行全局优化。延迟补偿控制器可以采用附加面积插入法(additional area insertion,AAI)对延迟进行补偿，其传递函数为：
Figure BDA0003709565640000132
基于图10，可获得该L型变流器在离散域下的闭环传递函数(即第二闭环传递函数)为：
Figure BDA0003709565640000133
其中，Ts为离散系统的采样周期。
将基于公式(4)～(6)得到的第一控制参数Kr、Ki、Kp的值，以及预先设置好的延迟补偿控制器的第二控制参数α、β的值，代入到公式(8)所示的闭环传递函数中，从而得到Gi(z)的闭环带宽B、以及Gi(z)在带宽频率值下的相移指标
Figure BDA0003709565640000134
θ为相移。
定义代价函数为：
Figure BDA0003709565640000135
γ为预设系数，用于调整相移在代价函数中的权重。可采用全局优化的算法，寻找使代价函数的值最大化的最优参数组合(包括：等效低通滤波器的ωn，极点值P，延迟补偿控制器的参数α和β)，从而使闭环的带宽尽可能高，相移尽可能小。全局优化算法的迭代更新过程中，设置迭代更新的条件为：闭环主导极点(连续域离虚轴最近的点)离虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主要极点的阻尼系数不小于第二预设值。
请参照图11，图11为变流器通过LC型滤波器与负载相连在连续域的控制框图。在图11所示的变流器在同步旋转坐标系下的控制框图中，Lf为滤波电感的电感量，Rf为滤波电感的电阻，Cf为滤波电容的电容量，ω为电网的角频率，Kr为前馈系数，Ki为积分系数，Kp为比例(0阶微分)反馈系数，Kd为一阶微分反馈系数，
Figure BDA0003709565640000136
为电容电压的给定值，Uc为电容电压的实际值，从Uc到
Figure BDA0003709565640000137
的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000138
Figure BDA0003709565640000141
基于第一预设关系及第二预设关系，可将公式(8)简化为：
Figure BDA0003709565640000142
其中，ζ为二阶系统的阻尼比，可以设置二阶系统的阻尼比为0.707；
Figure BDA0003709565640000143
z为前馈控制引入的零点，p为积分控制引入的极点，
Figure BDA0003709565640000144
由于z＝p，公式(9)可以简化为：
Figure BDA0003709565640000145
基于公式(8)～公式(10)，可以得到各第一控制参数的具体值为：
Figure BDA0003709565640000146
Ki＝Krp (12)
Kd＝2ζωnLfCf+p2LfCf-RfCf-2jωLfCf (13)
Figure BDA0003709565640000147
可以采用该控制方式，将基于2阶LC型滤波变流器的控制闭环等效为一个二阶低通滤波器，低通滤波器的截止频率ωn越高，响应速度越快。积分控制器引入的极点P虽然被前馈控制器消除，但也会影响闭环的稳态误差，因此需要对这两个参数ωn、P进行优化。从理论上讲，如果不考虑计算和脉宽调制带来的延迟，ωn可以取无穷大，而延迟成了限制闭环带宽的主要瓶颈。
在采用模拟控制器和线性功放时，无延时效应，无需加入延迟补偿器，在此情况下，可如上所述，列出该控制器连续域的闭环传递函数，将该闭环传递函数与截止频率为ωn的N阶低通滤波器的传递函数相比较，可以得到前馈控制器、微分控制器和反馈控制器各自系数的具体值。这些值为第一截止频率ωn和极点值P的函数，第一截止频率ωn决定闭环系统的带宽，极点值P决定闭环系统的稳态误差。采用该控制方法及其用上述方法计算得来的控制系数，闭环传递函数完全等效为一个截止频率为ωn的N阶的低通滤波器，ωn也可视为闭环带宽，调整ωn就可以对闭环的带宽进行调整，而调整P可以调制闭环的稳态误差。
在此情况下，通过上述方式即可获得控制系数组合，该控制系数组合中包括：基于第一截止频率ωn和极点值P计算得到的前馈系数Kr、积分系数Ki；以及反馈控制器对应的系数Kp、Kd。
在采用数字控制器，并用模拟微分器或者滤波器上其他电容电感上的电压或电流来代替微分量(即，所述反馈控制器的系数采用所述无源滤波器上模拟微分反馈量的反馈系数，或者采用除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数)，不采用延迟补偿器时，可以将控制延迟等效为一个截止频率为ωd的低通滤波器(
Figure BDA0003709565640000151
采用在调制波的波峰波谷采样时，ωs为数字控制器的采样频率)，内环的带宽也为ωd，控制延时可以视为一个新增的内环，可以将外环的带宽ωn带宽设置为内环带宽ωd的1/10～1/5，如此可以忽略内环动态响应的影响，可将极点值P设置为大于某个阈值的值，以保证一定的稳定裕度。
为了减轻延迟带来的负面影响，对延迟进行补偿，由于变流器一般采用数字信号处理器进行控制，因此需要在离散域进行进一步精确建模。
在图12所示的LC型滤波器在离散域的控制框图中，z-1为数字控制器带来的一拍延迟，GL(z)为LC型滤波器离散化后的传递函数，
Figure BDA0003709565640000152
为离散化后的延迟补偿控制器，GI(z)为离散化后的微分值。可以使用微分离散器实现微分。可选地，为了防止放大高频噪声，可以采用通用积分器(微分离散器的一种)来实现微分，通用积分器连续域的传递函数为：
Figure BDA0003709565640000153
其中ω′为奈奎斯特频率，ω′c为截止频率。GI(z)为GI(s)离散化后的值。为了得到尽可能高的带宽，需要对ωn、P、微分离散器和延迟补偿控制器的参数进行全局优化。延迟补偿控制器同样可以采用AAI法进行补偿。
基于图12，可获得该LC型变流器在离散域的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000154
同理，可将基于公式(11)～(14)得到的第一控制参数Kr、Ki、Kd、Kp的值，预先设置好的延迟补偿控制器的第二控制参数α、β的值、以及微分离散器的第三控制参数ω′c的值，代入到公式(15)所示的闭环传递函数中，从而得到Gu(z)的闭环带宽B、以及Gu(z)在带宽频率值下的相移指标
Figure BDA0003709565640000155
θ为相移。
定义代价函数为：
Figure BDA0003709565640000156
γ为预设系数，用于调整相移在代价函数中的权重。可采用全局优化的算法，寻找使代价函数的值最大化的最优参数组合(包括等效的低通滤波器的ωn，极点值P、延迟补偿控制器的参数α和β、通用积分器在实现一阶微分时采用的截止频率ω′c)，从而使闭环的带宽尽可能高，相移尽可能小。全局优化算法的迭代更新过程中，设置迭代更新的条件为：闭环主导极点(连续域离虚轴最近的点)离虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主要极点的阻尼系数不小于第二预设值。
请参照图13，图13为变流器通过LCL型滤波器与电网相连在连续域的控制框图。在图13所示的变流器在同步旋转坐标系下的控制框图中，Lg为网侧滤波电感的电感量，Rg为网侧滤波电感的电阻，Lv为变流器侧滤波电感的电感量，Rv为变流器侧滤波电感的电阻，C为滤波电容的电容量，ω为电网的角频率，Kr为前馈系数，Ki为积分系数，Kp为比例(0阶微分)反馈系数，Kd为一阶微分反馈系数，Kd2为二阶微分反馈系数，
Figure BDA0003709565640000161
为电感电流的给定值，Ig为电感电流的实际值，从Ig到
Figure BDA0003709565640000162
的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000163
基于第一预设关系及第二预设关系，可将公式(16)简化为：
Figure BDA0003709565640000164
其中，
Figure BDA0003709565640000165
z为前馈控制引入的零点，p为积分控制引入的极点，
Figure BDA0003709565640000166
由于z＝p，公式(17)可以简化为：
Figure BDA0003709565640000167
为了便于调整带宽，选ωn＝p3，公式(18)可以简化为：
Figure BDA0003709565640000168
基于上述公式(16)～公式(19)，可以得到各第一控制参数的具体值为：
Figure BDA0003709565640000169
Ki＝Krp (21)
Kd2＝pLgLvC+(1+2ζ)ωnLgLvC-RgLvC-RvLgC-3jωLvLgC (22)
Figure BDA00037095656400001610
Figure BDA00037095656400001611
可以采用该控制方式，将基于3阶LCL型滤波变流器的控制闭环等效为一个三阶低通滤波器，低通滤波器的截止频率ωn越高，响应速度越快。积分控制器引入的极点P虽然被前馈控制器消除，但也会影响闭环的稳态误差，因此需要对这两个参数ωn、P进行优化。从理论上讲，如果不考虑计算和脉宽调制带来的延迟，ωn可以取无穷大，而延迟成了限制闭环带宽的主要瓶颈。
在采用模拟控制器和线性功放时，无延时效应，无需加入延迟补偿器，并在此情况下，可如上所述，列出该控制器连续域的闭环传递函数，将该闭环传递函数与截止频率为ωn的N阶低通滤波器的传递函数相比较，可以得到前馈控制器、微分控制器和反馈控制器各自系数的具体值，这些值为第一截止频率ωn和极点值P的函数，第一截止频率ωn决定闭环系统的带宽，极点值P决定闭环系统的稳态误差。采用该控制方法及其用上述方法计算得来的控制系数，闭环传递函数完全等效为一个截止频率为ωn的N阶的低通滤波器，ωn也可视为闭环带宽，调整ωn就可以对闭环的带宽进行调整，而调整P可以调制闭环的稳态误差。
在此情况下，通过上述方式即可获得控制系数组合，该控制系数组合中包括：基于第一截止频率ωn和极点值P计算得到的前馈系数Kr、积分系数Ki；以及反馈控制器对应的系数Kp、Kd、Kd2。
在采用数字控制器，并用模拟微分器或者滤波器上其他电容电感上的电压或电流来代替微分量(即，所述反馈控制器的系数采用所述无源滤波器上模拟微分反馈量的反馈系数，或者采用除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数)，不采用延迟补偿器时，可以将控制延迟等效为一个截止频率为ωd的低通滤波器(
Figure BDA0003709565640000171
采用在调制波的波峰波谷采样时，ωs为数字控制器的采样频率)，内环的带宽也为ωd。控制延时可以视为一个新增的内环，将外环的ωn带宽设置为内环带宽ωd的1/10～1/5，如此可以忽略内环动态响应的影响，可将极点值P设置为大于某个阈值的值，以保证一定的稳定裕度。
为了减轻延迟带来的负面影响，对延迟进行补偿，由于变流器一般采用数字信号处理器进行控制，因此需要在离散域进行进一步精确建模。
在图14所示的LCL型滤波器在离散域的控制框图中，z-1为数字控制器带来的一拍延迟，GLCL(z)为LCL型滤波器离散化后的传递函数，
Figure BDA0003709565640000172
为离散化后的延迟补偿控制器，GI(z)为离散化后的微分值。可以使用微分离散器实现微分。可选地，为了防止放大高频噪声，可以采用通用积分器(微分离散器的一种)来实现微分，通用积分器连续域的传递函数为：
Figure BDA0003709565640000173
其中ω′为奈奎斯特频率，ω′c为截止频率。GI(z)为GI(s)离散化后的值。为了得到尽可能高的带宽，需要对ωn、P、微分离散器和延迟补偿控制器的参数进行全局优化。延迟补偿控制器同样可以采用AAI法进行补偿。
基于图14，可获得该LCL型变流器在离散域下的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000174
同理，可将基于公式(20)～公式(24)得到的第一控制参数Kr、Ki、Kd2、Kd、Kp的值，预先设置好的延迟补偿控制器的第二控制参数α、β的值、以及微分离散器的第三控制参数ω′c1、ω′c2的值，代入到公式(25)所示的闭环传递函数中，从而得到Gi(z)的闭环带宽B、以及Gi(z)在带宽频率值下的相移指标Ps。其中，ω′c1为采用通用积分器实现一阶微分时采用的截止频率，ω′c2为采用通用积分器实现二阶微分时采用的截止频率。对于采用N阶滤波器的变流器，需要优化的通用积分器的截止频率有：ω′c1、ω′c2…ω′cN-1。
定义代价函数为：
Figure BDA0003709565640000181
γ为预设系数，用于调整相移在代价函数中的权重。可采用全局优化的算法，寻找使代价函数的值最大化的最优参数组合(包括低通滤波器的ωn，极点值P、延迟补偿控制器的参数α和β、通用积分器在实现一阶微分时采用的截止频率ω′c1以及在实现二阶微分时采用的截止频率ω′c2)，从而使闭环的带宽尽可能高，相移尽可能小。全局优化算法的迭代更新过程中，设置迭代更新的条件为：闭环主导极点(连续域离虚轴最近的点)离虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主要极点的阻尼系数不小于第二预设值。
在上述例子中，各阶微分反馈量可以用滤波器上的除反馈量之外的其他无源器件上的电压和电流来代替。如图15所示，LC型变流器的微分反馈量用电容电流或者电感电流的比例反馈量来代替。图15为该LC型变流器在同步旋转坐标系下的控制框图，在图15中，Lf为滤波电感的电感量，Rf为滤波电感的电阻，Cf为滤波电容的电容量，ω为电网的角频率，Kr为前馈系数，Ki为积分系数，K′p为电容电压的比例反馈系数，Kpi为电感或者电容电流的比例反馈系数，
Figure BDA0003709565640000182
为电感电压的给定值，Uc为电感电压的实际值，从Uc到
Figure BDA0003709565640000183
的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000184
基于第一预设关系及第二预设关系，可将公式(26)简化为：
Figure BDA0003709565640000185
其中，ζ为二阶系统的阻尼比，可以设置二阶系统的阻尼比为0.707；
Figure BDA0003709565640000186
z为前馈控制引入的零点，p为积分控制引入的极点，
Figure BDA0003709565640000187
由于z＝p，公式(27)可以简化为：
Figure BDA0003709565640000188
基于公式(26)～公式(28)，可以获得各第一控制参数的具体值为：
Figure BDA0003709565640000191
Ki＝Krp (30)
Kpi＝Lp-2jLω-R+2ζLωn (31)
Figure BDA0003709565640000192
剩余部分与上述例子中关于LC型变流器的描述相同，通过相同方式即可获得最优参数组合，在此不再赘述。此时，在控制系数组合中包括：基于第一截止频率ωn和极点值P计算得到的前馈系数Kr、积分系数Ki；以及反馈控制器对应的系数K′p、Kpi。
请参照图16，图16为基于N阶低通滤波器的变流器连续域通用控制框图。在图16所示的N阶低通滤波器变流器在同步旋转坐标系下的控制框图中，GP(s)为低通滤波器的传递函数，X*为被控量的给定值，X为被控量的实际值，从X到X*的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000193
基于偶数阶和奇数阶低通滤波器的闭环传递函数可以分别简化为：
Figure BDA0003709565640000194
其中，
Figure BDA0003709565640000195
Li为滤波器上所有电感的值，Li为滤波器上所有电容的值；z为前馈控制引入的零点，p为积分控制引入的极点，
Figure BDA0003709565640000196
由于z＝p，公式(34)可以简化为：
Figure BDA0003709565640000197
基于公式(33)～公式(35)，可以得到各第一控制参数的具体值，及获得控制系数组合。
采用该控制方式，可以将基于N阶滤波变流器的控制闭环等效为一个N阶低通滤波器，低通滤波器的截止频率ωn越高，响应速度越快。积分控制器引入的极点P虽然被前馈控制器消除，但也会影响闭环的稳态误差，因此需要对这两个参数ωn、P进行优化。从理论上讲，如果不考虑计算和脉宽调制带来的延迟，ωn可以取无穷大，而延迟成了限制闭环带宽的主要瓶颈。
在采用模拟控制器和线性功放时，无延时效应，无需加入延迟补偿器，在此情况下，可如上所述，列出该控制器连续域的闭环传递函数，将该闭环传递函数与截止频率为ωn的N阶低通滤波器的传递函数相比较，可以得到前馈控制器、微分控制器和反馈控制器各自系数的具体值。这些值为第一截止频率ωn和极点值P的函数，ωn决定闭环系统的带宽，极点值P决定闭环系统的稳态误差。采用该控制方法及其用上述方法计算得来的控制系数，闭环传递函数完全等效为一个截止频率为ωn的N阶的低通滤波器，ωn也可视为闭环带宽，调整ωn就可以对闭环的带宽进行调整，而调整P可以调制闭环的稳态误差。
在采用数字控制器，并用模拟微分器或者滤波器上其他电容电感上的电压或电流来代替微分量(即，所述反馈控制器的系数采用所述无源滤波器上模拟微分反馈量的反馈系数，或者采用除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数)，不采用延迟补偿器时，可以将控制延迟等效为一个截止频率为ωd的低通滤波器(
Figure BDA0003709565640000201
采用在调制波的波峰波谷采样时，ωs为数字控制器的采样频率)，内环的带宽也为ωd。控制延时可以视为一个新增的内环，将外环的ωn带宽设置为内环带宽ωd的1/10～1/5，如此可以忽略内环动态响应的影响，可将极点值P设置为大于某个阈值的值，以保证一定的稳定裕度。
为了减轻延迟带来的负面影响，对延迟进行补偿，由于变流器一般采用数字信号处理器进行控制，因此需要在离散域进行进一步精确建模。
图17为离散域的控制框图，在图17中，z-1为数字控制器带来的一拍延迟，GN(z)为N阶滤波器离散化后的传递函数，
Figure BDA0003709565640000202
为离散化后的延迟补偿控制器，GI(z)为离散化后的微分值。可以使用微分离散器实现微分。可选地，为了防止放大高频噪声，可以采用通用积分器(微分离散器的一种)来实现微分，通用积分器的传递函数为：
Figure BDA0003709565640000203
其中ω′为奈奎斯特频率，ω′c为截止频率。为了得到尽可能高的带宽，需要对ωn、P、微分离散器和延迟补偿控制器的参数进行全局优化。延迟控制器同样可以采用AAI法进行补偿。
基于图17，可以获得该N阶低通滤波器变流器的闭环传递函数为：
Figure BDA0003709565640000204
其中，GP(z)为低通滤波器的离散域的传递函数。
同理，将预先设置好的延迟补偿控制器的参数、微分离散器的参数、计算出的第一控制参数的值，代入到上述公式(36)中，获得Gx(z)的闭环带宽B、以及Gx(z)在带宽频率值下的相移Ps。
优化的方法为：定义代价函数
Figure BDA0003709565640000211
γ为预设系数，用于调整相移在代价函数中的权重。可采用全局优化的算法，寻找使代价函数的值最大化的最优参数组合(包括ωn、P、α、β、ω′c1～ω′cN-1)，从而使闭环的带宽尽可能高，相移尽可能小。全局优化算法的迭代更新过程中，设置迭代更新的条件为：闭环主导极点(连续域离虚轴最近的点)离虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主要极点的阻尼系数不小于第二预设值。
为了执行上述实施例及各个可能的方式中的相应步骤，下面给出一种变流器参数设置装置的实现方式，可选地，该变流器参数设置装置可以采用上述图2所示的电子设备100的器件结构。需要说明的是，本实施例所提供的变流器参数设置装置，其基本原理及产生的技术效果和上述实施例相同，为简要描述，本实施例部分未提及之处，可参考上述的实施例中相应内容。
请参照图18，图18为本申请实施例提供的第一种变流器参数设置装置400的方框示意图。所述变流器参数设置装置400可以包括：第一获得模块410及第一确定模块420。
所述第一获得模块410，用于获得预设的参数组合。其中，所述参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值。
所述第一确定模块420，用于根据预设关系及所述参数组合，计算得到控制系数组合。其中，所述控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。
请再次参照图19，可选地，在本实施例中，所述变流器参数设置装置400还可以包括第一控制模块430。所述第一控制模块430，用于根据所述控制系数组合对变流器进行控制。
请参照图19，图19为本申请实施例提供的第二种变流器参数设置装置500的方框示意图。所述变流器参数设置装置500可以包括：第二获得模块510、优化模块520、第二确定模块530。
所述第二获得模块510，用于获得多个预设的第一参数组合，其中，所述第一参数组合中包括用于变流器控制的多个预设参数值，所述多个预设参数值中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值。
所述优化模块520，用于基于全局优化算法，根据各所述第一参数组合、所述变流器的闭环传递函数及预设代价函数，计算得到各所述第一参数组合对应的代价值，并以代价值最大为目标，根据得到的代价值对所述第一参数组合进行迭代优化，以得到目标参数组合。其中，在所述预设代价函数中，代价值与所述闭环传递函数对应的闭环带宽正相关、与在带宽频率阈值下的相移负相关。优化中使用的迭代更新条件为：闭环主导极点与虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主导极点的阻尼系数不小于第二预设值。
所述第二确定模块530，用于根据所述目标参数组合，计算得到目标控制参数组合。其中，所述目标控制参数中包括直接用于变流器控制的多个控制参数，所述多个控制参数中包括多个控制系数。
请再次参照图19，可选地，在本实施例中，所述变流器参数设置装置500还可以包括第二控制模块540。所述第二控制模块540，用于根据所述目标控制参数组合对变流器进行控制。
可选地，上述模块可以软件或固件(Firmware)的形式存储于图2所示的存储器110中或固化于电子设备100的操作系统(Operating System，OS)中，并可由图2中的处理器120执行。同时，执行上述模块所需的数据、程序的代码等可以存储在存储器110中。
本申请实施例还提供一种可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现所述的变流器参数优化方法。
综上所述，本申请实施例提供一种变流器参数设置方法，获得预设的参数组合，并根据预设关系及参数组合计算得到控制系数组合，其中，参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值，控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。由此，基于确定的用于确定闭环系统带宽的第一截止频率及用于确定闭环系统的稳态误差的极点值，得到可实现该第一截止频率及极点值的控制参数，该方式可以设置出同时保证变流器的动态响应速度及稳定性的参数，并且具有通用性强的特点，可以适用于任何拓扑结构、包括任何阶数滤波器相连的变流器。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，也可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，附图中的流程图和框图显示了根据本申请的多个实施例的装置、方法和计算机程序产品的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或代码的一部分，所述模块、程序段或代码的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。也应当注意，在有些作为替换的实现方式中，方框中所标注的功能也可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，框图和/或流程图中的每个方框、以及框图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的系统来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。
另外，在本申请各个实施例中的各功能模块可以集成在一起形成一个独立的部分，也可以是各个模块单独存在，也可以两个或两个以上模块集成形成一个独立的部分。
所述功能如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述仅为本申请的可选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种变流器参数设置方法，其特征在于，所述方法包括：
获得预设的参数组合，其中，所述参数组合中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值；
根据预设关系及所述参数组合，计算得到控制系数组合，其中，所述控制系数组合中包括多个用于变流器控制的控制系数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述变流器包括前馈控制器、积分控制器及反馈控制器，所述预设关系包括第一预设关系及第二预设关系，所述第一预设关系为所述前馈控制器引入的零点与所述积分控制器引入的极点的等同关系，所述第二预设关系为所述变流器的连续域闭环传递函数与带宽为所述第一截止频率的N阶低通滤波器的连续域闭环传递函数的等同关系，N为所述变流器中的控制器所连接的无源滤波器的阶数，所述根据预设关系及所述参数组合，计算得到控制系数组合，包括：
根据所述第一预设关系和第二预设关系及所述第一截止频率和被消去的极点值，计算得到前馈系数、积分系数和反馈控制器对应的系数，其中，得到的控制系数组合用于使所述变流器的连续域闭环传递函数等效为带宽为所述第一截止频率的N阶低通滤波器的连续域闭环传递函数。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述反馈控制器对应的系数为所述反馈控制器被控量对应的0～(N-1)阶微分的反馈系数，或者为所述无源滤波器上除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在采用数字控制器、且所述反馈控制器的系数采用所述无源滤波器上模拟微分反馈量的反馈系数或除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数的情况下，在存在控制延迟且不采用延迟补偿器时，所述第一截止频率在内环带宽的1/10～1/5内，所述极点值大于预设极点值，其中，所述内环为控制延时等效的内环。
5.一种变流器参数设置方法，其特征在于，所述方法包括：
获得多个预设的第一参数组合，其中，所述第一参数组合中包括用于变流器控制的多个预设参数值，所述多个预设参数值中包括变流器等效的低通滤波器的第一截止频率、被消去的极点值；
基于全局优化算法，根据各所述第一参数组合、所述变流器的闭环传递函数及预设代价函数，计算得到各所述第一参数组合对应的代价值，并以代价值最大为目标，根据得到的代价值对所述第一参数组合进行迭代优化，以得到目标参数组合，其中，在所述预设代价函数中，代价值与所述闭环传递函数对应的闭环带宽正相关、与在带宽频率阈值下的相移负相关，优化中使用的迭代更新条件为：闭环主导极点与虚轴的距离不小于第一预设值，闭环主导极点的阻尼系数不小于第二预设值；
根据所述目标参数组合，计算得到目标控制参数组合，其中，所述目标控制参数中包括直接用于变流器控制的多个控制参数，所述多个控制参数中包括多个控制系数。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据各所述第一参数组合、所述变流器的闭环传递函数及预设代价函数，计算得到各所述第一参数组合对应的代价值，包括：
获得所述变流器在连续域下的第一闭环传递函数；
根据所述第一参数组合及所述第一闭环传递函数，获得所述第一参数组合对应的第二参数组合，其中，所述目标控制参数组合为所述目标参数组合对应的第二参数组合；
获得所述变流器在离散域下的第二闭环传递函数；
根据所述第二参数组合、所述第二闭环传递函数及所述预设代价函数，计算得到所述第一参数组合对应的代价值，其中，所述代价值基于所述第二闭环传递函数在所述第二参数组合下的闭环带宽及相移得到。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述变流器包括前馈控制器、积分控制器、反馈控制器及延迟补偿控制器，所述第一参数组合中还包括延迟补偿控制器的第二控制参数，所述根据所述第一参数组合及所述第一闭环传递函数，获得所述第一参数组合对应的第二参数组合，包括：
根据第一预设关系、第二预设关系、所述第一截止频率、所述极点值及所述第一闭环传递函数，计算得到第一控制参数，其中，所述第一预设关系为所述前馈控制器引入的零点与所述积分控制器引入的极点的等同关系，所述第二预设关系为所述变流器的连续域闭环传递函数与带宽为所述第一截止频率的N阶低通滤波器的连续域闭环传递函数的等同关系，N为所述变流器中的控制器所连接的无源滤波器的阶数，所述第一控制参数包括前馈系数、积分系数、反馈控制器对应的系数；
将所述第一控制参数中的前馈系数、积分系数和反馈控制器对应的系数，与所述第一参数组合中除所述第一截止频率及极点值之外的预设参数值，汇总为所述第二参数组合。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在等效的低通滤波器的阶数大于1时，所述第一参数组合中还包括微分离散器的第三控制参数，所述第三控制参数包括所述微分离散器实现不同阶微分时采用的第二截止频率，第二截止频率的数量基于等效低通滤波器的阶数确定；所述反馈控制器对应的系数包括所述反馈控制器对应的0～(N-1)阶微分反馈系数。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述反馈控制器对应的各阶微分反馈系数为被控量的0～(N-1)阶微分量的反馈系数，或者为所述无源滤波器上的除被控器件的被控量之外的其他无源器件的电压或电流的反馈系数。
10.根据权利要求5-9中任意一项所述的方法，其特征在于，所述预设代价函数为：
Figure FDA0003709565630000031
其中，J表示代价值，B表示闭环带宽，Ps表示带宽频率值下的相移指标，相移与Ps反相关，γ表示预设系数。
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