CN117118374A - 音频功率放大器及音频系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及音频技术领域，公开了一种音频功率放大器及音频系统，该音频功率放大器包括：差动器模块，设置有第一输出端和第二输出端；非重迭模块，所述非重迭模块的第一端同时与所述第一输出端和所述第二输出端连接，所述非重迭模块的两个信号输出端经过缓冲器后向外分别输出第一控制信号和第二控制信号；功率开关模块，所述功率开关模块的第一端同时接收所述第一控制信号和所述第二控制信号，所述功率开关模块在接收到所述第一控制信号后输出高电压信号，所述功率开关模块在接收到所述第二控制信号后输出低电压信号；所述功率开关模块的第二端适于将高电压信号和低电压信号施加到喇叭的输入端。如此能够提升功率输出，从而满足输出功率的要求。

Description

音频功率放大器及音频系统

技术领域

本发明涉及音频技术领域，具体涉及一种音频功率放大器及音频系统。

背景技术

D类功率放大器采用单端架构时，直接对类比信号进行放大，工作期间必须工作在线性放大区，功率级的电路必须能够提供大电压、大电流，使得功率消耗分散较大。在较大功率情况下，仍然对功率器件构成极大威胁，功率输出受到限制。D类功率放大器采用双端架构时，电路比较复杂，输出功率比单端架构还多。

这样的话，单端架构和双端架构中功率较大，使得功率输出受到限制。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种音频功率放大器及音频系统，以解决单端架构和双端架构中存在功率输出受到限制的问题。

第一方面，本发明提供了一种音频功率放大器，该音频功率放大器包括：

差动器模块，设置有第一输出端和第二输出端；

非重迭模块，所述非重迭模块的第一端同时与所述第一输出端和所述第二输出端连接，所述非重迭模块的两个信号输出端经过缓冲器后向外分别输出第一控制信号和第二控制信号；

功率开关模块，所述功率开关模块的第一端同时接收所述第一控制信号和所述第二控制信号，所述功率开关模块在接收到所述第一控制信号后输出高电压信号，所述功率开关模块在接收到所述第二控制信号后输出低电压信号；所述功率开关模块的第二端适于将高电压信号和低电压信号施加到喇叭的输入端。

有益效果：本发明实施例通过设置差动器模块，相较于单端架构和双端架构而言，差动器模块可以在很大程度上减少噪声、干扰等杂音对于信号的影响，能够得到较为纯净的信号输出。同时，由于差动器模块相较于单端架构和双端架构能够达到较高的放大效果，所以能够提升功率输出，从而满足输出功率的要求。

在一种可选的实施方式中，所述差动器模块中设置有电流镜负载，所述差动器模块包括第一侧电路和第二侧电路，所述第一侧电路与所述第二侧电路相同；所述第一侧电路包括第一MOS管和第三MOS管，所述第二侧电路包括第二MOS管和第四MOS管；

所述第一MOS管的栅极与第一输入电源连接，所述第一MOS管的第一端与所述第三MOS管的第二端连接，所述第一MOS管的第二端经过第五MOS管后接地；所述第三MOS管的栅极为所述第一输出端，所述第三MOS管的第一端与供电电源连接；

在所述第二侧电路中，所述第二MOS管的栅极与第二输入电源连接，所述第二MOS管的第一端与所述第四MOS管的第二端连接，所述第二MOS管的第二端经过第五MOS管后接地；所述第四MOS管的栅极与所述第三MOS管的栅极连接，所述第四MOS管的第二端为所述第二输出端，所述第四MOS管的第一端与所述供电电源连接；

所述第五MOS管的栅极由电源模块供电。

有益效果：本发明实施例通过设置电流镜负载，通过复制输出的电流来产生完全一样的电流。同时，由于电流镜负载的输出阻抗相对较高，因此，无论在何种负载条件下，输出的电流都可以保持恒定不变。并且，由于电流镜的输入阻抗相对较低，因此，无论在何种驱动条件下，输入电流都可以保持不变。因此，能够进一步提升功率输出，从而满足输出功率的要求。

在一种可选的实施方式中，所述差动器模块中设置有正回授模块，所述正回授模块包括：

第六MOS管，所述第六MOS管的栅极与所述所述第三MOS管的栅极连接，所述第六MOS管的第一端与供电电源连接，所述第六MOS管的第二端与所述第二MOS管的第一端连接；

第七MOS管，所述第七MOS管的栅极与所述第四MOS管的栅极连接后作为所述第二输出端，所述第七MOS管的第一端供电电源连接，所述第七MOS管的第二端与所述第一MOS管的第一端连接。

在一种可选的实施方式中，所述电源模块为所述供电电源。

在一种可选的实施方式中，所述电源模块还包括：

第八MOS管，所述第八MOS管的第一端与所述供电电源连接，所述第八MOS管的第二端接地，所述第八MOS管的栅极与所述第五MOS管的栅极连接后均接至所述供电电源。

在一种可选的实施方式中，所述第一输入电源为参考地，所述第二输入电源为可调节电源。

在一种可选的实施方式中，所述差动器模块还包括：

二级比较器电路，包括第九MOS管、第十MOS管、第十一MOS管、第十二MOS管；

第九MOS管、第十MOS管的连接端相互串接后形成所述第一输出端，所述第九MOS管的另一个连接端与供电电源连接，所述第九MOS管的栅极与所述第三MOS管的栅极连接，所述第十MOS管的另一个连接端接地；所述第十MOS管的栅极连接到所述第一输出端；

第十一MOS管、第十二MOS管的连接端相互串接后形成所述第二输出端，所述第十一MOS管的另一个连接端与供电电源连接，所述第十一MOS管的栅极与所述第四MOS管的栅极连接，所述第十二MOS管的另一个连接端接地；所述第十二MOS管的栅极与所述第十MOS管的栅极连接。

有益效果：由于在家电用品，其电路中都含有迟滞作用的模块，从而可以防止电路切换太快，避免对电路造成不良的影响。然而在D类放大器的应用中，为了保证让电路尽快追上音频讯号的变化，有助于降低声音的失真现象。因此，必须要减小迟滞的范围。本发明实施例通过设置二级比较器电路，可以显著减小电路中迟滞曲线的范围。

在一种可选的实施方式中，所述差动器模块还包括：

二级反向器电路，包括串接的两个反相器电路，每级反相器电路包括两个连接相互串接的MOS管，第一级反相器电路的输入端与所述第一输出端或第二输出端连接，第一级反相器电路的输出端与第二级反相器电路的输入端连接。

有益效果：本发明实施例通过设置二级反相器电路，可以增加电流驱动，从而获得相当大的输出电压。采用二级比较器电路之目的，主要在于主动式负载以及偏压和正回授的方式可以增加电路的稳定性，不会受到输入讯号的影响。另外，它的迟滞曲线较小，可以跟的上音频讯号的变化，有助于降低声音的失真现象。

在一种可选的实施方式中，所述非重迭模块包括：

第一反相器，所述第一反相器的输入端与所述第一输出端或第二输出端连接，所述第一反相器的输出端经过第一反向侧电路后输出第一信号；

第二反相器，所述第二反相器的输入端与所述第一反相器的输出端连接，所述第二反相器的输出端经过第二反向侧电路后输出第二信号；

所述第一反向侧电路与所述第二反向侧电路相同，所述第一反向侧电路包括比较器以及与比较器的输出端串接的多个次级反相器；

所述第一反向侧电路的比较器，其第一输入端与所述第一反相器的输出端连接，其第二输入端与所述第二反向侧电路的输出端连接；

所述第二反向侧电路的比较器，其第一输入端与所述第二反相器的输出端连接，其第二输入端与所述第一反向侧电路的输出端连接。

在一种可选的实施方式中，设置有第一缓冲器和第二缓冲器，所述第一缓冲器接收所述第一信号后输出所述第一控制信号，所述第二缓冲器接收所述第二信号后输出所述第二控制信号。

有益效果：由于输出讯号会过于微弱，当功率开关模块设置有多级时，将会无法推动最后一级的功率开关模块，故必须加上缓冲器，以提升驱动电流。在实际应用时，功率开关模块的后一级驱动电流大于前一级，直到驱动力够大为止。

在一种可选的实施方式中，所述功率开关模块包括：

第一功率开关，所述第一功率开关的控制端适于接收所述第一控制信号，所述第一功率开关的第一端与驱动电源连接，所述第一功率开关的第二端与所述喇叭的输入端连接；

第二功率开关，所述第二功率开关的控制端适于接收所述第二控制信号，所述第二功率开关的第一端与所述第一功率开关的第二端连接，所述第二功率开关的第二端与接地；

所述第一功率开关和所述第二功率开关交替导通。

在一种可选的实施方式中，所述功率开关模块设置在主控芯片的内部。

有益效果：本发明实施例通过将功率开关模块设置在主控芯片的内部，相较于现有技术中采用外加功率晶体管的方式而言，显然可以减少整体应用电路的体积、降低成本。

在一种可选的实施方式中，所述功率开关模块呈八角形在主控芯片上进行布局。

有益效果：本发明实施例通过将功率开关模块呈八角形在主控芯片上进行布局，相较于现有技术中的指状布局，能够提高面积效益。同时，还可以使电流更平均的分布，而且，功率开关模块的栅极与源极接触面积也相当的大，因此电流的导通效果会比较好，同时可以达到较佳的散热功效。

第二方面，本发明还提供了一种音频系统，该音频系统包括上述实施例任一项所述的音频功率放大器。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例中差动器模块设置有电流镜负载的示意图；

图2为电流镜负载的差动器模块在输入直流与弦波的仿真图；

图3为电流镜负载的差动器模块在三角波与弦波的仿真图；

图4为本发明实施例中差动器模块设置有正回授模块的示意图；

图5为本发明实施例中正回授模块第一个路径的示意图；

图6为本发明实施例中正回授模块第一个路径的示意图；

图7为正回授模块在比较直流与弦波的仿真图；

图8为正回授模块在比较三角波与弦波的仿真图；

图9为迟滞曲线范围的示意图；

图10为本发明实施例中差动器模块设置有二级比较器电路的示意图；

图11为二级比较器电路在直流时的仿真图；

图12为二级比较器电路在三角波时的仿真图；

图13为二级比较器电路在将三角波的频率增加二倍时的仿真图；

图14为设置有二级比较器电路之后迟滞曲线范围的示意图；

图15为本发明实施例中差动器模块设置有二级反向器电路的示意图；

图16为增加电流驱动的二级比较器电路的模拟结果图；

图17为本发明实施例中非重迭模块的示意图；

图18为本发明实施例中非重迭模块的模拟结果图；

图19为本发明实施例中缓冲器的电路示意图；

图20为本发明实施例中缓冲器模拟实际驱动电流的示意图；

图21为本发明实施例中功率开关模块的控制示意图；

图22为本发明实施例中功率开关模块呈八角形在主控芯片上进行布局的示意图；

图23为本发明实施例中音频功率放大器的整体电路示意图；

图24为本发明实施例中比较器的符号示意图；

图25为本发明实施例中比较器内部的电压转换曲线；

图26为本发明实施例中比较器电路等效模型的示意图；

图27为本发明实施例中比较器的方程式。

附图标记说明：

1、差动器模块；2、非重迭模块；3、缓冲器；4、功率开关模块；5、二级反向器电路；

M1、第一MOS管；M2、第二MOS管；M3、第三MOS管；M4、第四MOS管；M5、第五MOS管；M6、第六MOS管；M7、第七MOS管；M8、第八MOS管；M9、第九MOS管；M10、第十MOS管；M11、第十一MOS管；M12、第十二MOS管；

Vdd、供电电源；Vi1、第一输入电源；Vi2、第二输入电源；Vo1、第一输出端；Vo2、第二输出端；

F1、第一反相器；F2、第二反相器；Fc、次级反相器。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通工人而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

D类音频功率放大器的功率器件是利用脉波宽度调制信号的控制方式，使其输出晶体管工作在开关狀态，理论上其效率可以达到100％，虽然输出的信号与原始信号之间会有些出入而产生高频干扰以及噪音，但是工程师们可以透过精心设计的低通滤波器与合理的选择元器件参数，使其音质噪音在一般消费性的音乐播放上依然可以被接受，完全能够满足人们的需求。

D类功率放大器是利用极高频率的转换开关电路来放大音频信号，其工作是建立在PWM模式：将音频信号与载波比经过自然采样，得到脉波宽度与音频信号幅度成正比例变化的PWM波，来控制功率器件的开关，然后经过驱动电路，加到功率晶体管MOS的栅极，藉此将来自电源供应的相同功率送至负载，实现放大，同时利用解耦合电容和输出滤波器电感或是喇叭的电感做为能量储存装置，还原为原来的声音信号。

由于D类功率放大器工作在开关的狀态，其理论效率可达100％，实际的运用也可达90％以上。功率器件的消耗分散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很容易达到数百瓦，即便输出功率高达1000W，体积只不过像与VHS录影带一般大小。而若功率MOS有自我保护电路，可大幅简化保护电路，不过会引入过多的非线形失真。

D类功率放大器采用单端架构时，直接对类比信号进行放大，工作期间必须工作在线性放大区，功率级的电路必须能够提供大电压、大电流，使得功率消耗分散较大。在较大功率情况下，仍然对功率器件构成极大威胁，功率输出受到限制。D类功率放大器采用双端架构时，因为一定要将一个讯号分成二个互补讯号，而且必须加上一个非重迭的延迟时间，加上利用半桥的方式将整个喇叭接在电路的中间，这样可以利用正反相的方式来提供所需的大电压驱动喇叭。所以，电路比较复杂，输出功率比单端架构还多。

这样的话，单端架构和双端架构中功率较大，使得功率输出受到限制。

有鉴于此，本发明提供了一种音频功率放大器及音频系统，以解决单端架构和双端架构中存在功率输出受到限制的问题。

下面结合图1至图27，描述本发明的实施例。

根据本发明的实施例，一方面，提供了一种音频功率放大器，该音频功率放大器包括：差动器模块1、非重迭模块2以及功率开关模块4。

具体地，D类功率放大器的基本精髓在于PWM，而实现PWM的正是比较器电路。比较器会针对二个信号作比较，因此有二个输入端。至于输出端，比较常见有单端输出极差动输出两种型式，其符号如图24所示，而转换曲线则如图25所示，其中Vih及Vil分别代表高、低输入状态，而Voh与Vol则代表高、低输出状态。简易的比较器电路等效模型如图26所示。由上述说明可知，比较器的方程式可写成如图27所示的方程式。

比较器电路最基本的是一个差动器电路，再根据负载的不同或是偏压的方式不同甚至是输出级的不同，而有许多种的比较器电路架构，同时也伴随着不同的特性。在本发明实施例中，以差动器电路，也就是差动器模块1进行举例说明。

差动器模块1设置有第一输出端Vo1和第二输出端Vo2。所述非重迭模块2的第一端同时与所述第一输出端Vo1和所述第二输出端Vo2连接，所述非重迭模块2的两个信号输出端经过缓冲器3后向外分别输出第一控制信号和第二控制信号。所述功率开关模块4的第一端同时接收所述第一控制信号和所述第二控制信号，所述功率开关模块4在接收到所述第一控制信号后输出高电压信号，所述功率开关模块4在接收到所述第二控制信号后输出低电压信号。所述功率开关模块4的第二端适于将高电压信号和低电压信号施加到喇叭的输入端。

这样的话，由差动器模块1、非重迭模块2、缓冲器3以及功率开关模块4构成一个完整的D类放大电路，如图23所示。

如此设置，本发明实施例通过设置差动器模块1，相较于单端架构和双端架构而言，差动器模块1可以在很大程度上减少噪声、干扰等杂音对于信号的影响，能够得到较为纯净的信号输出。同时，由于差动器模块1相较于单端架构和双端架构能够达到较高的放大效果，所以能够提升功率输出，从而满足输出功率的要求。

在一种可选的实施方式中，如图1所示，所述差动器模块1中设置有电流镜负载，所述差动器模块1包括第一侧电路和第二侧电路，所述第一侧电路与所述第二侧电路相同，所述第一侧电路包括第一MOS管M1和第三MOS管M3，所述第二侧电路包括第二MOS管M2和第四MOS管M4。

所述第一MOS管M1的栅极与第一输入电源Vi1连接，所述第一MOS管M1的第一端与所述第三MOS管M3的第二端连接，所述第一MOS管M1的第二端经过第五MOS管M5后接地；所述第三MOS管M3的栅极为所述第一输出端Vo1，所述第三MOS管M3的第一端与供电电源Vdd连接。

在所述第二侧电路中，所述第二MOS管M2的栅极与第二输入电源Vi2连接，所述第二MOS管M2的第一端与所述第四MOS管M4的第二端连接，所述第二MOS管M2的第二端经过第五MOS管M5后接地；所述第四MOS管M4的栅极与所述第三MOS管M3的栅极连接，所述第四MOS管M4的第二端为所述第二输出端Vo2，所述第四MOS管M4的第一端与所述供电电源Vdd连接。所述第五MOS管M5的栅极由电源模块供电。电源模块可以有多个电池串联构成。

由图2和图3的电流镜负载差动器仿真图，可以了解，差动器模块1针对二个信号作比较的动作，图2是输入直流与弦波；图3则是输入三角波与弦波。

如此设置，本发明实施例通过设置电流镜负载，通过复制输出的电流来产生完全一样的电流。同时，由于电流镜负载的输出阻抗相对较高，因此，无论在何种负载条件下，输出的电流都可以保持恒定不变。并且，由于电流镜的输入阻抗相对较低，因此，无论在何种驱动条件下，输入电流都可以保持不变。因此，能够进一步提升功率输出，从而满足输出功率的要求。

在一种可选的实施方式中，如图4所示，所述差动器模块1中设置有正回授模块，所述正回授模块包括第六MOS管M6和第七MOS管M7。

具体地，所述第六MOS管M6的栅极与所述所述第三MOS管M3的栅极连接，所述第六MOS管M6的第一端与供电电源Vdd连接，所述第六MOS管M6的第二端与所述第二MOS管M2的第一端连接。进一步地，所述第七MOS管M7的栅极与所述第四MOS管M4的栅极连接后作为所述第二输出端Vo2，所述第七MOS管M7的第一端供电电源Vdd连接，所述第七MOS管M7的第二端与所述第一MOS管M1的第一端连接。

在本发明实施例中，如图4所示，是由内部的正回授来达成的，整个电路总共有二个路径：

第一个是经过第一MOS管M1和第二MOS管M2的共源极点之电流串联回授，这一个回授路径是负的。

第二个是经过第六MOS管M6和第七MOS管M7连接之电压并联回授，此回授路径则是正的。

如果电路的正回授因子小于负回授因子，则总回授是负的，而且不会产生迟滞的现象。但是一旦正回授因子变的比较大，则整个电路的总正回授将变正，则会改变迟滞电压转换曲线。

在一种可选的实施方式中，所述第一输入电源Vi1为参考地，所述第二输入电源Vi2为可调节电源。其动作原理如下：

如图5所示，假设一开始的第一输入电源Vi1是使用正负电源，而且把第一MOS管M1的栅极接地。第二MOS管M2输入远小于0，则会使得第一MOS管M1导通而第二MOS管M2不导通，所以第三MOS管M3和第六MOS管M6会导通，而第四MOS管M4和第七MOS管M7则不会导通。i5电流全部流经第一MOS管M1和第三MOS管M3，故第二输出端Vo2是高电位。

如图6所示，当第二输入电源Vi2的电压Vin慢慢增加，于是电流i5开始流向第二MOS管M2，直到流经第二MOS管M2的电流等于第六MOS管M6的电流为止，于是做切换改变狀态，所以，大多数的电流流经第二MOS管M2和第四MOS管M4，而此时第七MOS管M7也会导通，这个时候的第三MOS管M3、第六MOS管M6和第一MOS管M1就不会导通了。然后，当输入慢慢减小，电路的狀态会把第一MOS管M1的电流增加到与第七MOS管M7的电流相等为止。

如此一直重复的执行，不断的做切换的动作。

此时的模拟结果如图7和图8所示，其中图7代表比较直流与弦波之结果，而图8则是三角波与弦波之比较结果。

在一种可选的实施方式中，所述电源模块为所述供电电源Vdd。

在一种可选的实施方式中，如图4所示，所述电源模块还包括第八MOS管M8，所述第八MOS管M8的第一端与所述供电电源Vdd连接，所述第八MOS管M8的第二端接地，所述第八MOS管M8的栅极与所述第五MOS管M5的栅极连接后均接至所述供电电源Vdd。

比较器在此之主要功能乃是比较两个类比讯号之大小，并在比较之后输出一个二位的电路讯号。而类比讯号在时间及振幅上皆属連续性质，因此在二元输出之转换过程中，比较器是否能尽快的通过此转换区域相形重要，此转换区域又可称之为迟滞曲线，其模结果如图9所示。由图9可以看到迟滞曲线的范围似嫌过宽。

为此，在本发明实施例中，如图10所示，所述差动器模块1还包括二级比较器电路，二级比较器电路包括第九MOS管M9、第十MOS管M10、第十一MOS管M11、第十二MOS管M12。

具体地，第九MOS管M9、第十MOS管M10的连接端相互串接后形成所述第一输出端Vo1，所述第九MOS管M9的另一个连接端与供电电源Vdd连接，所述第九MOS管M9的栅极与所述第三MOS管M3的栅极连接，所述第十MOS管M10的另一个连接端接地，所述第十MOS管M10的栅极连接到所述第一输出端Vo1。进一步地，第十一MOS管M11、第十二MOS管M12的连接端相互串接后形成所述第二输出端Vo2，所述第十一MOS管M11的另一个连接端与供电电源Vdd连接，所述第十一MOS管M11的栅极与所述第四MOS管M4的栅极连接，所述第十二MOS管M12的另一个连接端接地；所述第十二MOS管M12的栅极与所述第十MOS管M10的栅极连接。

具体地，模拟二级比较器电路时，參考讯号一样针对如图11所示的直流，以及如图12所示的三角波，分别进行比较。由图12中可知二级比较器电路的特性优良，合乎所求。即便将三角波的频率增加二倍，电路依然可以正常运作，其模拟如图13所示。最后，再进行二级比较器电路的迟滞曲线仿真，发现其迟滞曲线的范围确实较前者为小，如图14所示。

如此设置，由于在家电用品，其电路中都含有迟滞作用的模块，从而可以防止电路切换太快，避免对电路造成不良的影响。然而在D类放大器的应用中，为了保证让电路尽快追上音频讯号的变化，有助于降低声音的失真现象。因此，必须要减小迟滞的范围。本发明实施例通过设置二级比较器电路，可以显著减小电路中迟滞曲线的范围。

在一种可选的实施方式中，如图15所示，所述差动器模块1还包括二级反向器电路5，二级反向器电路5包括串接的两个反相器电路，每级反相器电路包括两个连接相互串接的MOS管，第一级反相器电路的输入端与所述第一输出端Vo1或第二输出端Vo2连接，第一级反相器电路的输出端与第二级反相器电路的输入端连接。

如此设置，本发明实施例通过设置二级反相器电路，可以增加电流驱动，从而获得相当大的输出电压。具体地，增加电流驱动的二级比较器电路的模拟结果如图16所示，可获得相当大的输出电压。采用二级反相器电路之目的，主要在于主动式负载以及偏压和正回授的方式可以增加电路的稳定性，不会受到输入讯号的影响。另外，它的迟滞曲线较小，可以跟的上音频讯号的变化，有助于降低声音的失真现象。

在一种可选的实施方式中，由于在D类放大器的应用中，通常在最后设置两个功率开关，并将两个功率开关串接在驱动电源和参考地之间，充当开关使用。因此，必须确保两个功率开关的导通时间错开，以免发生电流直接从驱动电源贯穿到参考地的情况发生。如图17所示，所述非重迭模块2包括：第一反相器F1和第二反相器F2。具体地，所述第一反相器F1的输入端与所述第一输出端Vo1或第二输出端Vo2连接，所述第一反相器F1的输出端经过第一反向侧电路后输出第一信号。所述第二反相器F2的输入端与所述第一反相器F1的输出端连接，所述第二反相器F2的输出端经过第二反向侧电路后输出第二信号。所述第一反向侧电路与所述第二反向侧电路相同，所述第一反向侧电路包括比较器以及与比较器的输出端串接的多个次级反相器Fc。

进一步地，在本发明实施例中，所述第一反向侧电路的比较器，其第一输入端与所述第一反相器F1的输出端连接，其第二输入端与所述第二反向侧电路的输出端连接。所述第二反向侧电路的比较器，其第一输入端与所述第二反相器F2的输出端连接，其第二输入端与所述第一反向侧电路的输出端连接。

非重迭电路的架构如图17所示，其动作原理如下：

经过第一反向器之后讯号会相反，此时跨在第二反相器F2上的讯号分别为0以及1，由此可知，两个输出端输出的第一信号q1和第二信号q2必定互补。在图17的电路中，若第二反相器F2上有一端为1时，另外一端的讯号一定为0，又因为或门有二个输入脚，只要一个输入脚讯号为0，那么，就会取决于另外一个输入脚的讯号，需要注意的是，此时的讯号为上一个波形的讯号。在确定之前电路会维持原来的状态，直到确定了另外一端的讯号，再传送回到输入脚，这样或门才会做出判断，完成时间上的延迟动作了。

而次级反相器Fc的数量会影响延迟的时间，次级反相器Fc的数量越多则延迟时间越长，而上下两侧的次级反相器Fc的数量一定要一样多，否则上下的波形不会互补，使得延迟时间不一，有违正常非重迭电路之运作原理。

图18为非重迭电路的模拟，从模拟图上结果可以清楚的看到非重迭的二个波形。

在一种可选的实施方式中，如图19和图20所示，设置有第一缓冲器和第二缓冲器，所述第一缓冲器接收所述第一信号后输出所述第一控制信号，所述第二缓冲器接收所述第二信号后输出所述第二控制信号。

如此设置，由于输出讯号会过于微弱，当功率开关模块4设置有多级时，将会无法推动最后一级的功率开关模块4，故必须加上缓冲器3，以提升驱动电流。在实际应用时，功率开关模块4的后一级驱动电流大于前一级，直到驱动力够大为止。如图20所示，可以将功率开关模块4的后一级驱动电流设置为前一级的四倍。

在一种可选的实施方式中，所述功率开关模块4包括第一功率开关和第二功率开关，所述第一功率开关的控制端适于接收所述第一控制信号，所述第一功率开关的第一端与驱动电源连接，所述第一功率开关的第二端与所述喇叭的输入端连接。所述第二功率开关的控制端适于接收所述第二控制信号，所述第二功率开关的第一端与所述第一功率开关的第二端连接，所述第二功率开关的第二端与接地。所述第一功率开关和所述第二功率开关交替导通。

具体地，在最后一级的部分第一功率开关和第二功率开关可以采用两颗N型的功率晶体管，藉以推动输出声音的喇叭，功率晶体管在此电路的角色就如同开关一样，如图21所示。当上面的第一功率开关导通之后，则会提供一个驱动电源的电压减去晶体管压降的电压给喇叭。反之，则下面的功率晶体管会导通，提供喇叭一个降压的路径。

所以，最后一级的功率晶体管需由比较器输出的PWM讯号所控制，然而因为其尺寸相当大，因此，需要缓冲器3的帮助才有可能成功驱动。功率晶体管最主要的功用在于导通大电流，不论是由驱动电源到喇叭或是由喇叭到参考地都一样。

在一种可选的实施方式中，所述功率开关模块4设置在主控芯片的内部。如此设置，本发明实施例通过将功率开关模块4设置在主控芯片的内部，相较于现有技术中采用外加功率晶体管的方式而言，显然可以减少整体应用电路的体积、降低成本。

在一种可选的实施方式中，如图22所示，所述功率开关模块4呈八角形在主控芯片上进行布局。如此设置，本发明实施例通过将功率开关模块4呈八角形在主控芯片上进行布局，相较于现有技术中的指状布局，能够提高面积效益。同时，还可以使电流更平均的分布，而且，功率开关模块4的栅极与源极接触面积也相当的大，因此电流的导通效果会比较好，同时可以达到较佳的散热功效。

进一步地，为了稳定主控芯片内部的供应电源，滤波电容的设置绝对不可少。外围所加入的防护环则是用来防止噪声对其他电路的干扰，而在讯号传送的路径也尽量长短一致，以降低讯号延迟时间不一致对测量结果所造成的冲击。其中包含了打线长度和芯片内部的绕线，二者都得尽可能地做到一致。传送路径上的各组件的布局也尽可能考虑到匹配的问题，如此才能将可能造成的偏移降至最低。

根据本发明的实施例，另一方面，还提供了一种音频系统，该音频系统包括上述实施例任一项所述的音频功率放大器。

进一步地，在本发明实施例中，音频系统还可以设置滤波模块，滤波模块可以选用低通滤波器。因为实际应用过程中电磁干扰大多是频率较高的信号，频率越高的的信号越容易辐射和耦合，所以，使用低通滤波器可以很好地进行滤除。并且，数字电路中许多高次谐波是电路工作所不需要的，因此使用低通滤波器可以很好地进行滤除，这样的话，能够防止对其它电路产生干扰。

虽然结合附图描述了本发明的实施例，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。

Claims (12)

1.一种音频功率放大器，其特征在于，包括：

差动器模块(1)，设置有第一输出端(Vo1)和第二输出端(Vo2)；

非重迭模块(2)，所述非重迭模块(2)的第一端同时与所述第一输出端(Vo1)和所述第二输出端(Vo2)连接，所述非重迭模块(2)的两个信号输出端经过缓冲器(3)后向外分别输出第一控制信号和第二控制信号；

功率开关模块(4)，所述功率开关模块(4)的第一端同时接收所述第一控制信号和所述第二控制信号，所述功率开关模块(4)在接收到所述第一控制信号后输出高电压信号，所述功率开关模块(4)在接收到所述第二控制信号后输出低电压信号；所述功率开关模块(4)的第二端适于将高电压信号和低电压信号施加到喇叭的输入端。

2.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其特征在于，所述差动器模块(1)中设置有电流镜负载，所述差动器模块(1)包括第一侧电路和第二侧电路，所述第一侧电路与所述第二侧电路相同；所述第一侧电路包括第一MOS管(M1)和第三MOS管(M3)，所述第二侧电路包括第二MOS管(M2)和第四MOS管(M4)；

所述第一MOS管(M1)的栅极与第一输入电源(Vi1)连接，所述第一MOS管(M1)的第一端与所述第三MOS管(M3)的第二端连接，所述第一MOS管(M1)的第二端经过第五MOS管(M5)后接地；所述第三MOS管(M3)的栅极为所述第一输出端(Vo1)，所述第三MOS管(M3)的第一端与供电电源(Vdd)连接；

在所述第二侧电路中，所述第二MOS管(M2)的栅极与第二输入电源(Vi2)连接，所述第二MOS管(M2)的第一端与所述第四MOS管(M4)的第二端连接，所述第二MOS管(M2)的第二端经过第五MOS管(M5)后接地；所述第四MOS管(M4)的栅极与所述第三MOS管(M3)的栅极连接，所述第四MOS管(M4)的第二端为所述第二输出端(Vo2)，所述第四MOS管(M4)的第一端与所述供电电源(Vdd)连接；

所述第五MOS管(M5)的栅极由电源模块供电。

3.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其特征在于，所述差动器模块(1)中设置有正回授模块，所述正回授模块包括：

第六MOS管(M6)，所述第六MOS管(M6)的栅极与所述所述第三MOS管(M3)的栅极连接，所述第六MOS管(M6)的第一端与供电电源(Vdd)连接，所述第六MOS管(M6)的第二端与所述第二MOS管(M2)的第一端连接；

第七MOS管(M7)，所述第七MOS管(M7)的栅极与所述第四MOS管(M4)的栅极连接后作为所述第二输出端(Vo2)，所述第七MOS管(M7)的第一端供电电源(Vdd)连接，所述第七MOS管(M7)的第二端与所述第一MOS管(M1)的第一端连接。

4.根据权利要求3所述的音频功率放大器，其特征在于，所述电源模块为所述供电电源(Vdd)。

5.根据权利要求4所述的音频功率放大器，其特征在于，所述电源模块还包括：

第八MOS管(M8)，所述第八MOS管(M8)的第一端与所述供电电源(Vdd)连接，所述第八MOS管(M8)的第二端接地，所述第八MOS管(M8)的栅极与所述第五MOS管(M5)的栅极连接后均接至所述供电电源(Vdd)。

6.根据权利要求2至5任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述第一输入电源(Vi1)为参考地，所述第二输入电源(Vi2)为可调节电源。

7.根据权利要求2至5任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述差动器模块(1)还包括：

二级比较器电路，包括第九MOS管(M9)、第十MOS管(M10)、第十一MOS管(M11)、第十二MOS管(M12)；

第九MOS管(M9)、第十MOS管(M10)的连接端相互串接后形成所述第一输出端(Vo1)，所述第九MOS管(M9)的另一个连接端与供电电源(Vdd)连接，所述第九MOS管(M9)的栅极与所述第三MOS管(M3)的栅极连接，所述第十MOS管(M10)的另一个连接端接地；所述第十MOS管(M10)的栅极连接到所述第一输出端(Vo1)；

第十一MOS管(M11)、第十二MOS管(M12)的连接端相互串接后形成所述第二输出端(Vo2)，所述第十一MOS管(M11)的另一个连接端与供电电源(Vdd)连接，所述第十一MOS管(M11)的栅极与所述第四MOS管(M4)的栅极连接，所述第十二MOS管(M12)的另一个连接端接地；所述第十二MOS管(M12)的栅极与所述第十MOS管(M10)的栅极连接。

8.根据权利要求1至5任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述差动器模块(1)还包括：

二级反向器电路(5)，包括串接的两个反相器电路，每级反相器电路包括两个连接相互串接的MOS管，第一级反相器电路的输入端与所述第一输出端(Vo1)或第二输出端(Vo2)连接，第一级反相器电路的输出端与第二级反相器电路的输入端连接。

9.根据权利要求1至5任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述非重迭模块(2)包括：

第一反相器(F1)，所述第一反相器(F1)的输入端与所述第一输出端(Vo1)或第二输出端(Vo2)连接，所述第一反相器(F1)的输出端经过第一反向侧电路后输出第一信号；

第二反相器(F2)，所述第二反相器(F2)的输入端与所述第一反相器(F1)的输出端连接，所述第二反相器(F2)的输出端经过第二反向侧电路后输出第二信号；

所述第一反向侧电路与所述第二反向侧电路相同，所述第一反向侧电路包括比较器以及与比较器的输出端串接的多个次级反相器(Fc)；

所述第一反向侧电路的比较器，其第一输入端与所述第一反相器(F1)的输出端连接，其第二输入端与所述第二反向侧电路的输出端连接；

所述第二反向侧电路的比较器，其第一输入端与所述第二反相器(F2)的输出端连接，其第二输入端与所述第一反向侧电路的输出端连接。

10.根据权利要求9所述的音频功率放大器，其特征在于，设置有第一缓冲器和第二缓冲器，所述第一缓冲器接收所述第一信号后输出所述第一控制信号，所述第二缓冲器接收所述第二信号后输出所述第二控制信号。

11.根据权利要求10所述的音频功率放大器，其特征在于，所述功率开关模块(4)包括：

第一功率开关，所述第一功率开关的控制端适于接收所述第一控制信号，所述第一功率开关的第一端与驱动电源连接，所述第一功率开关的第二端与所述喇叭的输入端连接；

第二功率开关，所述第二功率开关的控制端适于接收所述第二控制信号，所述第二功率开关的第一端与所述第一功率开关的第二端连接，所述第二功率开关的第二端与接地；

所述第一功率开关和所述第二功率开关交替导通。

12.一种音频系统，其特征在于，包括：权利要求1至11中任一项所述的音频功率放大器。