CN117060688A - 一种谐振电路及其控制方法、控制芯片 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供了一种谐振电路及其控制方法、控制芯片。该控制方法包括步骤：控制第一类开关管开通；根据反馈信号生成调节时间参考值；将谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较结果得到第一时长和第二时长；根据所述第一时长和第二时长计算第一计算时长；根据第一计算时长和调节时间参考值控制第一类开关管关断；控制所述第二类开关管开通；并获取第三时长；根据第一时长、第二时长和第三时长计算闭环参考值；根据闭环参考值确定第二类开关管的开通时间，控制第二类开关管关断。该控制方法基于混合时间调制控制，能够有效地解决传统DFC控制环路带宽低和动态响应慢等问题。
Description
【技术领域】
本发明涉及电力电子领域，尤其涉及一种谐振电路及其控制方法、控制芯片。
【背景技术】
谐振变换器是通过开关电路将直流信号转换为方波电压并提供至谐振网络，从而在输出电压调制的同时实现开关管的软开关。相比于传统的PWM变换器，谐振变换器具有低开关损耗、高转换效率以及高功率密度等优势，因此也受到广泛的关注和研究。
图1展示了目前广泛应用的半桥LLC拓扑结构。其原边由谐振电感Lr、谐振电容Cr以及变压器励磁电感Lm共同构成一个谐振网络，故称为LLC电路。对于LLC电路，传统的控制方式是采用直接控制开关频率来实现输出增益的调节，即DFC(Direct-Frequency-Control)控制方法。这种方法的桥臂上下两个开关管均以50％占空比工作。输出电压经过采样后于基准电压作差，并进行误差放大，经过补偿网络后反馈到控制器，直接用来调节开关频率。这种控制方式带宽有限，在负载突变时，系统很难快速响应，导致输出电压容易造成过冲或者跌落。
对于LLC谐振变换器，随着应用的逐渐广泛，对其稳定性和动态响应的要求越来越高。传统的电压型控制方式环路带宽、稳定性及动态响应特性均较差,难以匹配市场应用需求。
【发明内容】
有鉴于此，本发明实施例提供了一个谐振电路及控制方法、控制芯片，该谐振电路采用混合时间调节控制方法，既能够有效解决传统DFC(Direct-Frequency-Control)环路带宽低和动态响应慢等问题，又能简化控制用的应用外围电路，还能够改善系统启动时的谐振电流冲击。
为解决上述技术问题，本申请采用了如下技术方案：
一种谐振电路控制方法，包括以下步骤：
控制第一类开关管开通；
采样所述谐振电路的输出参数并进行误差补偿调节得到反馈信号；
根据所述反馈信号生成调节时间参考值；
采样得到所述谐振电路的谐振电流；
将所述谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较，得到第一比较状态和第二比较状态；
对所述第一比较状态的时长进行计时得到第一时长；对所述第二比较状态的时长进行计时得到第二时长；所述第二时长大于所述第一时长；
根据所述第一时长和第二时长计算第一计算时长；
判断所述第一计算时长是否达到所述调节时间参考值；
若所述第一计算时长达到所述调节时间参考值，则控制所述第一类开关管关断；
控制所述第二类开关管开通；
对所述第二比较状态的时长进行计时得到第三时长；
至少根据所述第一时长、第二时长和第三时长计算所述第二类开关管关断控制的闭环参考值；
对所述第二类开关管的至少部分开通时长进行计时；
判断所述第二类开关管的至少部分开通时长是否达到所述闭环参考值；
若所述第二类开关管的至少部分开通时长达到所述闭环参考值，则控制所述第二类开关管关断。
该控制方法通过对谐振电路的输出参数进行误差补偿调节得到反馈信号，再根据该反馈信号生成控制第一类开关管关断的调节时间参考值，并对谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较得到第一时长和第二时长，再对第一时长、第二时长进行处理得到第一计算时长，当第一计算时长达到调节时间参考值时，则控制第一类开关管关断；第二类开关管开通时，对谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较得到第三时长，再根据上述的第一时长、第二时长和第三时长生成控制第二类开关管关断的闭环参考值，当计时得到的第二类开关管的至少部分开通时长达到闭环参考值时，则控制第二类开关管关断。该控制方法基于MTR(Mix-Time Regulation：混合时间调节)控制策略，采用主从方式对第一类和第二类开关管进行控制，对称性好，不仅能够提高环路带宽和动态响应速度，还能够简化控制用的外围电路，改善系统启动时的谐振电流冲击。
一种谐振电路控制芯片，至少包括计时单元、第一时间基准计时单元、时长计算单元、第二时间基准计算单元、第一逻辑处理单元和第二逻辑处理单元；
所述计时单元能够接收谐振电流和谐振电流参考阈值，并用于：
将所述谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较，得到第一比较状态和第二比较状态；当第一类开关管开通时，对所述第一比较状态的时长进行计时得到第一时长；对所述第二比较状态的时长进行计时得到第二时长；当第二类开关管开通时，对所述第二比较状态的时长进行计时得到第三时长；
所述第一时间基准计算单元能够接收所述谐振电路输出参数的反馈信号、并用于根据所述反馈信号生成调节时间参考值；
所述时长计算单元与所述计时单元电连接、能够接收所述第一时长和第二时长，并用于根据所述第一时长和第二时长计算第一计算时长；
所述第一逻辑处理单元与所述第一时间基准计算单元和所述时长计算单元电连接，能够接收所述第一计算时长和调节时间参考值，并用于判断所述第一计算时长是否达到所述调节时间参考值，若所述第一计算时长达到所述调节时间参考值，则生产控制所述第一类开关管关断的第一关断信号；
所述第二时间基准计算单元与所述计时单元电连接，能够接收所述第一时长、第二时长和第三时长，并用于至少根据所述第一时长、第二时长和第三时长计算闭环参考值；
所述第二逻辑处理单元与所述第二时间基准计算单元和所述计时单元电连接，能够接收所述闭环参考值和所述第二类开关管的至少部分开通时长，并用于判断所述第二类开关管的至少部分开通时长是否达到所述闭环参考值，若所述第二类开关管的开通时长达到所述闭环参考值，则生产控制所述第二类开关管关断的第二关断信号。
该谐振电路控制芯片能够实现上述谐振电路控制方法，具有相同优点，且使用该谐振电路控制芯片的应用外围电路简单。
一种谐振电路，包括第一类开关管、第二类开关管、谐振单元、副边输出单元、谐振电流采样单元和输出参数补偿调节单元以及如上述的谐振电路控制芯片；
所述第一类开关管和第二类开关管能够与输入电源电连接，所述谐振单元与所述第一类开关管和第二类开关管电连接；所述谐振电流采样单元与所述谐振单元电连接；所述输出参数补偿调节单元与所述副边输出单元电连接；所述谐振电路控制芯片输入端与所述谐振电流采样单元和所述输出参数补偿调节单元电连接，接收谐振电流和反馈信号，并根据所述谐振电流和反馈信号生产控制所述第一类开关管和第二类开关管开通或断开的控制信号。
该谐振电路采用上述的谐振电路控制芯片进行控制，对称性好、应用外围电路简单、环路带宽较高、动态响应速度较快，且启动时的谐振电流冲击较小。
【附图说明】
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为半桥LLC谐振电路示意图；
图2为本发明实施例提供的一种谐振电路控制方法流程图；
图3为本发明实施例提供的另一种谐振电路控制方法流程图；
图4为第一实施例提供的谐振电路控制方法的波形示意图；
图5为第二实施例提供的谐振电路控制方法的波形示意图；
图6为第三实施例提供的谐振电路控制方法的波形示意图；
图7为第四实施例提供的谐振电路控制方法的波形示意图；
图8为本发明实施例提供的一种谐振电路控制芯片的设计框图；
图9为本发明另一实施例提供的一种谐振电路控制芯片的设计框图；
图10为本发明实施例提供的一种谐振电路示意图；
图11为本发明另一实施例提供的一种谐振电路示意图；
图12为本发明另一实施例提供的一种谐振电路示意图；
图13为本发明另一实施例提供的一种谐振电路示意图；
图14为本发明另一实施例提供的一种谐振电路示意图；
图15为本发明实施例提供的半桥LLC谐振电路工作时用示波器测得的波形示意图。
【具体实施方式】
为了更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图对本发明实施例进行详细描述。
应当明确，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
应当理解，本文中使用的术语“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，甲和/或乙，可以表示：单独存在甲，同时存在甲和乙，单独存在乙这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。电连接包括直接电连接，也包括间接电连接，元器件之间的电连接关系以实现电路原理为要点、并不狭隘的限制本发明保护的范围。
本申请实施例提供了一种混合时间调节控制策略，简称MTR(Mix-TimeRegulation)，以实现对谐振电路的控制；该控制策略有效地解决了传统DFC控制的环路带宽低和动态响应慢等问题，又简化了IC应用外围电路和改善了系统启动谐振腔电流冲击。谐振电路的拓扑具体可以是半桥LLC谐振电路、全桥LLC谐振电路、串联谐振电路、并联谐振电路、LLCC多谐振电路等。
具体的，MTR基于谐振电路的输出参数(比如输出电压/输出电流/输出功率等)采样，并对输出采样参数进行误差补偿调节(在隔离电路中还包括隔离处理)，得到反馈信号VFB，进而生成反馈参考，即调节时间参考值Tmix_ref。以图1所示的半桥LLC谐振电路为例，如图3所示，结合波形附图4-7，半桥LLC谐振电路开启工作，下管Q2首脉冲，上管Q1的驱动电路的供电电容得到充电；采用死区控制策略、在死区结束后产生上管Q1(HG)的开通信号、使HG开通；当上管Q1(HG)开通工作时，对谐振电流低于和高于参考阈值I_ref的时间进行计时，分别记为Ton_H_1和Ton_H_2，以特定函数叠加之后得到Ton_H_mix，与Tmix_ref进行比较，得到上管Q1的关断时刻,控制HG关闭，且记录上管Q1的导通时间TON_H；采用死区控制策略、在死区结束后产生下管Q2(LG)的开通信号、使LG开通；当下管Q2(LG)开通工作时，对谐振电流高于和低于参考阈值I_ref的时间进行计时，分别记为Ton_L_1和Ton_L_2，以特定函数叠加Ton_H_1，Ton_H和Ton_L_1，作为下管Ton_L的闭环参考值Ton_L_ref,当下管Q2的开通时间Ton_L计时达到Ton_L_ref,时，关断下管。其中Ton_H＝Ton_H_1+Ton_H_2，因此Ton_L_ref可以是由Ton_H_1，Ton_H1，Ton_H三个变量中的任意两个以及Ton_L_1计算得到。
基于上述混合时间调节控制策略，本申请实施例提供了一种谐振电路控制方法，该谐振电路包括第一类开关管和第二类开关管，第一类和第二类开关管互补控制，如图2所示，该谐振电路控制方法包括以下步骤：
S100：控制第一类开关管开通。
S200：采样谐振电路的输出参数并进行误差补偿调节得到反馈信号VFB；在隔离变换器中，还需要进行隔离处理以得到反馈信号VFB。
S201：根据反馈信号VFB生成调节时间参考值Tmix_ref；其中，Tmix_ref＝f(VFB)，函数f表示：调节时间参考值与反馈信号正相关。
S300：采样谐振电路的谐振电流Cr_ISEN。具体的，可以使用采样电阻，电容电阻的采样电路或者电流互感器等实现谐振电流的采样。
S301：将谐振电流Cr_ISEN与谐振电流参考阈值I_ref进行比较，得到第一比较状态和第二比较状态。其中，如图4或5所示，谐振电流参考阈值I_ref可以为固定直流值，比如0；在其它实施例中，如图6或7所示，谐振电流参考阈值I_ref为正负交替变化的方波(包括I_ref_P和I_ref_N)。本实施例中，可以利用两个比较器来实现谐振电流与正负交替变化的方波的比较，两个比较器的参考端接收I_ref_P和I_ref_N，信号端接收谐振电流Cr_ISEN。
步骤S101：:对第一比较状态的时长进行计时得到第一时长Ton_11；对第二比较状态的时长进行计时得到第二时长Ton_12；根据谐振电路设计，第一比较状态为谐振电流Cr_ISEN大于谐振电流参考阈值I_ref的状态，第二比较状态为谐振电流Cr_ISEN小于谐振电流参考阈值I_ref的状态；或者，第一比较状态为谐振电流Cr_ISEN小于谐振电流参考阈值I_ref的状态，第二比较状态为谐振电流Cr_ISEN大于谐振电流参考阈值I_ref的状态。
步骤S102：根据第一时长Ton_11和第二时长Ton_12计算第一计算时长Ton_mix；其中，Ton_mix＝g(Ton_H_1,Ton_H_2)，函数g表示：第一计算时长Ton_mix与第二时长Ton_12正相关，或者第一计算时长Ton_mix与第一时长Ton_11和第二时长Ton_12加权之和(Ton_11+Ton_12)正相关。
步骤S103：判断第一计算时长Ton_mix是否达到调节时间参考值Tmix_ref；若达到，则执行步骤S104；若未达到，返回步骤S101，继而执行步骤S102后回到步骤S103。
步骤S104：若第一计算时长Ton_mix达到调节时间参考值Tmix_ref，则控制第一类开关管关断。
步骤S105：控制第二类开关管开通。
步骤S107：对第二比较状态的时长进行计时得到第三时长Ton_21。
步骤S108：至少根据第一时长Ton_11、第二时长Ton_12和第三时长Ton_21计算第二类开关管关断控制的闭环参考值Ton_ref；其中，Ton_ref＝h(Ton_11,Ton_12,Ton_21)，函数h表示：闭环参考值Ton_ref与第一时长Ton_11和第三时长Ton_21之差(Ton_11-Ton_21)非正相关。需要说明的是，Ton_H＝Ton_11+Ton_12，因此Ton_ref可以是由Ton_H，Ton_11，Ton_12三个变量中的任意两个以及Ton_21计算得到，其中Ton_H为第一类开关管的开通时长，在一个实施例中，Ton_H可以通过计时器在其开通时刻开始计时，直到其关断停止计时得到。另外，当Ton_ref与(Ton_11-Ton_21)非正相关且非负相关时，闭环参考值Ton_ref等于第一类开关管的Ton，即第二类开关管的Ton跟随第一类开关管的Ton；当Ton_ref与(Ton_11-Ton_21)非正相关、但负相关时，第二类开关管的Ton等于第一类开关管的Ton扣除第一时长和第三时长差值(Ton_11-Ton_21)时，等同于第二类开关管和第一类开关管都直接遵循调节时间参考值调制。
S106：对第二类开关管的至少部分开通时间进行计时。具体的，如图4或6所示，在一些实施例中，可以从第二类开关管(LG)开通时刻(t4)起开始计时得到全部开通时间(由t4到t6)；在另一些实施例中，也可以从第一比较状态切换到第二比较状态时刻(t5)起开始计时，得到第一比较状态下的第四时长Ton_22(由t5到t6)。
步骤S109：判断所述第二类开关管的至少部分开通时长是否达到闭环参考值Ton_ref；也即判断(t6-t4)或者(t6-t5)是否闭环参考值Ton_ref。若达到，则执行步骤S110；若未达到，返回步骤S106。取不同的开通时长，对应的闭环参考值Ton_ref可以略有差距，(t6-t4)对应的闭环参考值Ton_L_ref，(t6-t5)对应的闭环参考值Ton_L_2_ref，其中，Ton_L_ref>Ton_L_2_ref，但是闭环参考值Ton_L_ref和Ton_L_2_ref均与第一时长Ton_11和第三时长Ton_21之差非正相关。
步骤S110：若第二类开关管的至少部分开通时长达到闭环参考值Ton_ref，则控制所述第二类开关管关断。
上述控制方法中，通过对驱动第一类开关管上升沿后的谐振电流低于和高于谐振电流参考阈值的时间进行计时，并加权叠加，作为第一类开关管的关断控制的判断参数；进一步的，还利用第一类和第二类开关管开通状态下的计时参数得到第二类开关管的闭环控制的参数，得到第二类开关管的关断时刻；第一类开关管和第二类开关管的开通时长相匹配，稳定性和对称性均较优。函数f、函数g、函数h不限于以上的示例，可以是比例函数、反比例函数、二次方程等，加权因子不限，可以为任意加权后有利于次谐波抑制的量。
参考图1及波形图4-7，在一个实施例中，当第一类开关管开通、谐振电流Cr_ISEN正向增大时，第一比较状态为谐振电流Cr_ISEN小于谐振电流参考阈值I_ref的状态，第二比较状态为谐振电流Cr_ISEN大于谐振电流参考阈值I_ref的状态；如图1所示，可以将上管Q1视为第一类开关管、下管Q2视为第二类开关管。其中，正向如图1箭头所示。
而当第一类开关管开通、谐振电流Cr_ISEN反向增大时，第一比较状态为谐振电流Cr_ISEN大于谐振电流参考阈值I_ref的状态，第二比较状态为谐振电流Cr_ISEN小于谐振电流参考阈值I_ref的状态；如图1所示，可将下管Q2视为第一类开关管，而上管Q1视为第二类开关管。其中，正向如图1箭头所示。
上述实施例中，如图6或图7所示，谐振电流参考阈值为正负交替变化的方波(包括I_ref_P和I_ref_N)，当第一类或第二类开关管开通谐振电流正向增大时，谐振电流参考阈值I_ref对应为负阈值I_ref_N；当第二类开关管或第一类开关管开通所述谐振电流反向增大时，所述谐振电流参考阈值I_ref对应正阈值I_ref_P。图6到7中，第一类开关管为上管Q1，第二类开关管为下管Q2，谐振电流正向方向如图1中箭头所示，上管Q1导通时，谐振电流正向增大，谐振电流参考阈值I_ref对应为负阈值I_ref_N；下管Q2导通时，谐振电流反向增大，谐振电流参考阈值I_ref对应正阈值I_ref_P。
对于使用正负交替变化的方波作为谐振电流参考阈值，可获得额外三个改进点：其一，能够获取0电流之前的时间量，起到部分加权补偿效果，稳定性更好；其二，采样谐振电流Cr_ISEN抗干扰性得到改善；其三，采样谐振电流的谐振电流采样单元短路情况下，输出功率依然受限，谐振电路安全系数进一步得到提升。
需要说明的是，第一类和第二类开关管的关断时刻可以使用上述的MTR控制策略，但它们的开通时刻依旧可以使用固定死区时间方式或者自适应死区调节方式控制，也即，利用固定死区时间方式或者自适应死区调节方式确定死区时间，并在死区时间结束后控制第一类开关管和第二类开关管开通。
如图4-7图标A所示，在某些情况下，比如谐振电路工作在轻载状态下，谐振电流在换向时可能会出现来回穿越谐振电流参考阈值、或者比较器翻转不稳定或者比较器翻转受干扰的情况，在现有的一种控制手段中，以第一次穿越作为控制的时间起点，如此抗干扰性弱；而本申请提供的控制方法用累计时间的方式避免了分辨第一次穿越和第二次穿越，有利于提高抗干扰性。
基于上述谐振电路控制方法，本申请实施例还提供一种谐振电路控制芯片，如图8所示，该控制芯片IC至少包括计时单元11、第一时间基准计时单元12、时长计算单元13、第二时间基准计算单元14、第一逻辑处理单元15和第二逻辑处理单元16；
计时单元11能够接收谐振电流Cr_ISEN和谐振电流参考阈值I_ref，并用于：
将谐振电流Cr_ISEN与谐振电流参考阈值I_ref进行比较，得到第一比较状态和第二比较状态；当第一类开关管开通时，对第一比较状态的时长进行计时得到第一时长Ton_11；对第二比较状态的时长进行计时得到第二时长Ton_12；当第二类开关管开通时，对第二比较状态的时长进行计时得到第三时长Ton_21；
第一时间基准计算单元12能够接收谐振电路输出参数的反馈信号VFB、并用于根据反馈信号VFB生成调节时间参考值Tmix_ref；计算方式参考上述的函数f，在此不再赘述。
时长计算单元13与计时单元11电连接、能够接收第一时长Ton_11和第二时长Ton_12，并用于根据第一时长Ton_11和第二时长Ton_12计算第一计算时长Ton_mix；计算方式参考上述的函数g，在此不再赘述。
第一逻辑处理单元15与第一时间基准计算单元12和时长计算单元13电连接，能够接收第一计算时长Ton_mix和调节时间参考值Tmix_ref，并用于判断第一计算时长Ton_mix是否达到所述调节时间参考值Tmix_ref，若第一计算时长Ton_mix达到所述调节时间参考值Tmix_ref，则生产控制所述第一类开关管关断的第一关断信号g1_sig；
第二时间基准计算单元14与计时单元11电连接，能够接收第一时长Ton_11、第二时长Ton_12和第三时长Ton_21，并用于至少根据第一时长Ton_11、第二时长Ton_12和第三时长Ton_21计算闭环参考值Ton_ref；计算方式参考上述的函数h，在此不再赘述。
第二逻辑处理单元16与第二时间基准计算单元14和计时单元11电连接，能够接收闭环参考值Ton_ref和第二类开关管的至少部分开通时长，并用于判断所述第二类开关管的至少部分开通时长是否达到闭环参考值Ton_ref，若所述第二类开关管的至少部分开通时长达到所述闭环参考值，则生产控制所述第二类开关管关断的第二关断信号g2_sig。
进一步的，如图9所示，在一个实施例中，谐振电路控制芯片IC还包括死区控制单元18、保护单元18和驱动单元17；
死区控制单元18与第一逻辑处理单元15和第二逻辑处理单元16电连接，用于在死区时间结束后，产生控制第一类开关管和第二类开关管开通的开通信号；且死区控制单元18与计时单元11电连接，能够将第一类开关管和第二类开关管的开通信号发送至计时单元11，计时单元11用于在接收到所述开通信号时开始计时，从而计算第一类开关管和第二类开关管的开通时长。其中，死区控制单元可以根据固定死区时间方式或者自适应死区调节方式确定死区时间、并在死区时间结束后控制所述第一类开关管和第二类开关管开通；
保护单元19与第一逻辑处理单元15和第二逻辑处理单元16电连接，用于生产保护信号；
驱动单元17用于与第一逻辑处理单元15和第二逻辑处理单元16电连接，用于对第一逻辑处理单元15和第二逻辑处理单元16输出的开通信号和关断信号进行放大，生产驱动信号。
上述的谐振电路控制芯片可以放在谐振电路副边侧，此时，谐振电路控制芯片可以集成有同步整流管控制模块，提高了芯片的集成度、降低整体系统的成本。
图9中，以半桥LLC谐振电路为例，第一类开关管为上管(HG)，第二类开关管为下管(LG)；第一计算时长Ton_mix为控制上管关断的时间参数Ton_H_mix；闭环参考值Ton_ref为控制下管关断的时间参数，具体的可以是，Ton_L_ref和Ton_L_2_ref。当计时单元11获取的是下管的全部开通时长Ton_L时，使用Ton_L_ref进行比较控制下管关断；当计时单元11获取的是下管导通时的第四时长Ton_22(也即，Ton_L_2)时，使用Ton_L_2_ref进行比较控制下管关断。
基于上述谐振电路控制方法和谐振电路控制芯片，本申请实施例还提供了一种谐振电路，如图10所示，包括第一类开关管K1、第二类开关管K2、谐振单元21、副边输出单元22、谐振电流采样单元23和输出参数补偿调节单元24以及上述的谐振电路控制芯片IC；
第一类开关管K1和第二类开关管K2能够与输入电源VBUS电连接，谐振单元21与第一类开关管K1和第二类开关管K2电连接；谐振电流采样单元23与谐振单元21电连接，采样得到谐振电流Cr_ISEN；输出参数补偿调节单元24与副边输出单元22电连接，对副边输出参数进行采样处理后得到反馈信号VFB；谐振电路控制芯片IC输入端与谐振电流采样单元23和输出参数补偿调节单元24电连接，接收谐振电流Cr_ISEN和反馈信号VFB，并根据谐振电流Cr_ISEN和反馈信号VFB生产控制第一类开关管K1和第二类开关管K2开通或断开的控制信号。具体控制过程参考上述谐振电路控制方法和控制芯片。
图11所示的谐振电路采用电流型控制，常见的控制策略是通过控制每个开关周期中谐振电容的电荷转移量实现等效的功率控制的“电荷型控制”。在该控制策略下，LLC变换器表现为单极系统，允许更高带宽的环路补偿，因此，该控制方式有效地解决了传统DFC环路带宽低和动态响应慢等问题。但是，如图11所示，“电荷型控制”通常需要采集谐振腔电容电压Cr_VSEN以及谐振腔电流Cr_ISEN两个电信号，并分别用于实现环路控制和保护，保护包括容性模式保护和过流保护。该控制方法需要采样Cr_VSEN，外围器件复杂度增加；另外，该控制方法启动谐振腔电流冲击大，一般的软起动策略(比如开机时，Cr_VSEN的参考逐步增加)不能有效抑制电流，需要加入额外的策略进行电流约束。
而本申请基于MTR控制的谐振电路，具有如下优点：
1.无需对电容电压进行采样即可实现功率调节，芯片应用外围简单；
2.具有良好的环路特性，动态响应良好；
3.稳态下，上下管Ton一致性良好；
4.采用电流极性时间加权策略，稳定性良好；
5.采用电流极性时间累计，抗干扰能力强；
6.系统启动时，谐振腔电流冲击小。
在一个实施例中，如图12所示，谐振电流采样单元23包括串联的第一电容C1和第一电阻R1，第一电容C1一端与谐振单元21电连接，第一电阻R1一端与参考地电连接，第一电容C1和第一电阻R1的公共端与谐振电路控制芯片IC电连接。本实施例中，使用电容分流并串联电阻将谐振电流转换为电压量采样进入芯片。其中，还可按需要加入RC滤波。
在另一个实施例中，如图13所示，谐振电流采样单元23包括串联在谐振单元21的采样电阻Rcs，采样电阻Rcs一端与谐振电路控制芯片IC电连接。
在另一个实施例中，如图14所示，谐振电流采样单元23包括电流互感器CT，电流互感器一侧串联在谐振单元21中，另一侧与谐振电路控制芯片IC。
另外，如图14所示，上述谐振电路也适用于谐振电路控制芯片放在副边侧场合，由CT采样谐振电流送到控制芯片中。一方面可以节省环路所需的隔离光耦，且避免了光耦非线性对控制环路的影响，另一方面有利于将副边的同步整流管(副边输出单元22的开关管Q3和Q4)的控制也集成进控制器中，提高了系统的集成度、降低整体系统的成本。需要说明的是，谐振电路控制芯片放置在副边侧的场合与放在原边侧的场合，反馈信号VFB意义不同，放置在原边侧时，VFB为光耦电流调制结果，是功率大小的表征；放置在副边侧时，VFB为输出电压采样，即Vout*K(K为系数)，此时VFB与Tmix_ref不再是直接映射关系，而是：VFB经误差放大器后，才能映射到Tmix_ref。另外，若图14的原边部分为半桥，进一步的，还能够隔离驱动单元31集成至该谐振电路控制芯片，从而进一步提高集成度。
适用于谐振电路控制方法和控制芯片的谐振电路的主拓扑具体可以是半桥LLC谐振电路、全桥LLC谐振电路、串联谐振电路、并联谐振电路、LLCC多谐振电路等。图14为全桥LLC谐振电路，本实施例中，可以将Q5和Q2作为第一类开关管，而Q1和Q6作为第二类开关管。反之，也可以将Q5和Q2作为第二类开关管，而Q1和Q6作为第一类开关管。第一类和第二类开关管采用主从控制方式，因为控制的对称性，对主从关系没有限定。
上述谐振电路的运用领域包括但不限于AC/DC适配器、PD快充电源、PC电源或一体机电源、电视机电源、LED照明、工业，医疗等其它电源。
而实现上述基于MTR控制策略的谐振电路控制方法可以由上述的谐振电路控制芯片实现，即做成集成电路，以主控芯片形式应用于谐振电路开关电源；当然也可以用分立器件搭接或者用DSP或MCU作为主控单元实现该控制方法。本申请对此不作限定。
如图12或13所示的半桥谐振LLC谐振电路，采用上述MTR策略的控制芯片或者控制方法实测的波形图如图15所示，上下管对称工作，稳定性良好。
以上所述仅为本说明书的较佳实施例而已，并不用以限制本说明书，凡在本说明书的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本说明书保护的范围之内。
Claims (13)
1.一种谐振电路控制方法，适用于谐振电路，所述谐振电路包括第一类开关管和第二类开关管，其特征在于，包括以下步骤：
控制所述第一类开关管开通；
采样所述谐振电路的输出参数并进行误差补偿调节得到反馈信号；
根据所述反馈信号生成调节时间参考值；
采样得到所述谐振电路的谐振电流；
将所述谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较，得到第一比较状态和第二比较状态；
在所述第一类开关管开通状态下，对所述第一比较状态的时长进行计时得到第一时长；对所述第二比较状态的时长进行计时得到第二时长；
根据所述第一时长和第二时长计算第一计算时长；
判断所述第一计算时长是否达到所述调节时间参考值；
若所述第一计算时长达到所述调节时间参考值，则控制所述第一类开关管关断；
控制第二类开关管开通；
对所述第二比较状态的时长进行计时得到第三时长；
至少根据所述第一时长、第二时长和第三时长计算所述第二类开关管关断控制的闭环参考值；
对所述第二类开关管的至少部分开通时长进行计时；
判断所述第二类开关管的至少部分开通时长是否达到所述闭环参考值；
若所述第二类开关管的至少部分开通时长达到所述闭环参考值，则控制所述第二类开关管关断。
2.根据权利要求1所述的谐振电路控制方法，其特征在于，当所述第一类开关管开通、所述谐振电流正向增大时，所述第一比较状态为所述谐振电流小于所述谐振电流参考阈值的状态，所述第二比较状态为所述谐振电流大于所述谐振电流参考阈值的状态；
当所述第一类开关管开通、所述谐振电流反向增大时，所述第一比较状态为所述谐振电流大于所述谐振电流参考阈值的状态，所述第二比较状态为所述谐振电流小于所述谐振电流参考阈值的状态。
3.根据权利要求2所述的谐振电路控制方法，其特征在于，所述第一计算时长与所述第二时长或者所述第一时长和第二时长加权之和正相关；所述闭环参考值与所述第一时长和第三时长之差非正相关；所述第二类开关管的至少部分开通时长为全部开通时长或者第四时长；所述第四时长为第二类开关管开通且所述谐振电路处于第一比较状态的时长。
4.根据权利要求3所述的谐振电路控制方法，其特征在于，所述谐振电流参考阈值为正负交替变化的方波；当第一类或第二类开关管开通且所述谐振电流正向增大时，所述谐振电流参考阈值对应为负阈值；当第二类开关管或第一类开关管开通且所述谐振电流负向增大时，所述谐振电流参考阈值对应正阈值。
5.根据权利要求1-3任一项所述的谐振电路控制方法，其特征在于，所述调节时间参考值与所述反馈信号正相关；
根据固定死区时间方式或者自适应死区调节方式确定死区时间，并在死区时间结束后控制所述第一类开关管和第二类开关管开通；
所述谐振电流参考阈值为固定直流值。
6.根据权利要求1所述的谐振电路控制方法，其特征在于，所述第二类开关管的至少部分开通时长为全部开通时长；
或者，所述第二类开关管的至少部分开通时长为第四时长；所述第四时长为第二类开关管开通且所述谐振电路处于第一比较状态的时长。
7.一种谐振电路控制芯片，其特征在于，至少包括计时单元、第一时间基准计时单元、时长计算单元、第二时间基准计算单元、第一逻辑处理单元和第二逻辑处理单元；
所述计时单元能够接收谐振电流和谐振电流参考阈值，并用于：
将所述谐振电流与谐振电流参考阈值进行比较，得到第一比较状态和第二比较状态；当第一类开关管开通时，对所述第一比较状态的时长进行计时得到第一时长；对所述第二比较状态的时长进行计时得到第二时长；当第二类开关管开通时，对所述第二比较状态的时长进行计时得到第三时长；
所述第一时间基准计算单元能够接收所述谐振电路输出参数的反馈信号、并用于根据所述反馈信号生成调节时间参考值；
所述时长计算单元与所述计时单元电连接、能够接收所述第一时长和第二时长，并用于根据所述第一时长和第二时长计算第一计算时长；
所述第一逻辑处理单元与所述第一时间基准计算单元和所述时长计算单元电连接，能够接收所述第一计算时长和调节时间参考值，并用于判断所述第一计算时长是否达到所述调节时间参考值，若所述第一计算时长达到所述调节时间参考值，则生产控制所述第一类开关管关断的第一关断信号；
所述第二时间基准计算单元与所述计时单元电连接，能够接收所述第一时长、第二时长和第三时长，并用于至少根据所述第一时长、第二时长和第三时长计算闭环参考值；
所述第二逻辑处理单元与所述第二时间基准计算单元和所述计时单元电连接，能够接收所述闭环参考值和所述第二类开关管的至少部分开通时长，并用于判断所述第二类开关管的至少部分开通时长是否达到所述闭环参考值，若所述第二类开关管的开通时长达到所述闭环参考值，则生产控制所述第二类开关管关断的第二关断信号。
8.根据权利要求7所述的谐振电路控制芯片，其特征在于，还包括死区控制单元、保护单元和驱动单元；
所述死区控制单元与所述第一逻辑处理单元和第二逻辑处理单元电连接，用于控制死区时间长度，且在死区结束后产生控制所述第一类开关管和第二类开关管开通的开通信号；且所述死区控制单元与所述计时单元电连接，死区结束后，能够将所述第一类开关管和第二类开关管的开通信号发送至所述计时单元，所述计时单元用于在接收到所述开通信号时开始计时，从而计算所述第一类开关管和第二类开关管的开通时长；
所述保护单元与所述第一逻辑处理单元和第二逻辑处理单元电连接，用于生产保护信号；
所述驱动单元用于与所述第一逻辑处理单元和第二逻辑处理单元电连接，用于对所述第一逻辑处理单元和第二逻辑处理单元输出的开通信号和关断信号进行放大，生产驱动信号。
9.根据权利要求8所述的谐振电路控制芯片，其特征在于，所述第一计算时长与所述第二时长或者第一时长和第二时长加权之和正相关；所述闭环参考值与所述第一时长和第三时长之差非正相关。
10.根据权利要求8-9任一项所述的谐振电路控制芯片，其特征在于，所述调节时间参考值与所述反馈信号正相关；
所述死区控制单元根据固定死区时间方式或者自适应死区调节方式确定死区时间，并在死区时间结束后，控制所述第一类开关管和第二类开关管开通；
所述谐振电流参考阈值为固定直流值，或者，所述谐振电流参考阈值为正负交替变化的方波，当所述第一类开关管开通时，所述谐振电流参考阈值对应为负阈值；当所述第二类开关管开通时，所述谐振电流参考阈值对应正阈值。
11.根据权利要求7所述的谐振电路控制芯片，其特征在于，所述谐振电路控制芯片还集成有同步整流管控制模块。
12.一种谐振电路，其特征在于，包括第一类开关管、第二类开关管、谐振单元、副边输出单元、谐振电流采样单元和输出参数补偿调节单元以及如权利要求7-11任一项所述的谐振电路控制芯片；
所述第一类开关管和第二类开关管能够与输入电源电连接，所述谐振单元与所述第一类开关管和第二类开关管电连接；所述谐振电流采样单元与所述谐振单元电连接；所述输出参数补偿调节单元与所述副边输出单元电连接；所述谐振电路控制芯片输入端与所述谐振电流采样单元和所述输出参数补偿调节单元电连接，接收谐振电流和反馈信号，并根据所述谐振电流和反馈信号生产控制所述第一类开关管和第二类开关管开通或断开的控制信号。
13.根据权利要求12所述的谐振电路，其特征在于，所述谐振电流采样单元包括串联在所述谐振单元的采样电阻，所述采样电阻一端与所述谐振电路控制芯片电连接；
或者，所述谐振电流采样单元包括串联的第一电容和第一电阻，所述第一电容一端与所述谐振单元电连接，所述第一电阻一端与参考地电连接，所述第一电容和第一电阻的公共端与所述谐振电路控制芯片电连接；
或者，所述谐振电流采样单元包括电流互感器。
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| CN118300407A (zh) * | 2024-06-04 | 2024-07-05 | 梵塔半导体技术(杭州)有限公司 | 一种谐振电路及其控制方法、控制装置 |
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