CN1170355C - 一种功率因数校正方法及电路 - Google Patents

一种功率因数校正方法及电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1170355C
CN1170355C CNB021151342A CN02115134A CN1170355C CN 1170355 C CN1170355 C CN 1170355C CN B021151342 A CNB021151342 A CN B021151342A CN 02115134 A CN02115134 A CN 02115134A CN 1170355 C CN1170355 C CN 1170355C
Authority
CN
China
Prior art keywords
storage capacitor
energy
vin
voltage
input voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
CNB021151342A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1383256A (zh
Inventor
阮世良
向华
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Vertiv Tech Co Ltd
Original Assignee
Emerson Network Power Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Emerson Network Power Co Ltd filed Critical Emerson Network Power Co Ltd
Priority to CNB021151342A priority Critical patent/CN1170355C/zh
Publication of CN1383256A publication Critical patent/CN1383256A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1170355C publication Critical patent/CN1170355C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开一种功率因数校正方法及电路，其特征是通过以下方式来减小反向恢复电流损耗：反向恢复过程结束后，把辅助电感上存储的反向恢复能量转移到第一储能电容的同时，第一、二储能电容还从输入电压获得一份正比于Vin2的能量，该能量的大小使得当电流处于正弦波峰值时，在续流过程中续流电流能够全部转移到第一支路上，以保证电流缓冲器起作用，尽可能地降低了损耗。而在市电电压在过零点附近时，由于Vin接近于零，储能电容上仅仅存储了反向恢复能量，这就不会造成储能电容上电压泵升，从而不会在续流二极管上造成电压尖峰应力。

Description

一种功率因数校正方法及电路
技术领域：
本发明涉及一种功率因数校正(PFC)方法及电路，用于通信电源、不间断电源(UPS)等市电输入的开关电源设备中，减小输入电流谐波和提高功率因数。
背景技术：
功率因数校正电路(PFC)被广泛应用于通信电源、UPS等市电输入的开关电源设备中，以实现使输入电流满足IEC的相关谐波标准要求，同时使功率因数近似为1。
如图1所示，传统的功率因数校正电路的工作原理如下：
输入电压(VIN)为市电正弦波电压经过整流后的电压；其波形为正弦波电压的绝对值波形；
①通过控制功率开关S1的开通与关断，使输入电流跟踪输入电压，使输入电流为正弦波，同时与输入电压同相位，使输入电流满足IEC的相关谐波标准要求，同时使功率因数近似为1。
②当S1导通时，输入电压加在电感Lm两端，给Lm充电储能，Lm电流上升，此时续流二极管D反向截止；
③当S1关断时，由于Lm电感电流不能突变，续流二极管D导通，市电电压与电感Lm串联，电流经续流二极管D1给输出电容与负载供电，电感Lm电流下降。
上述传统的功率因数校正电路存在着如下的问题：
当S1关断时，续流二极管D导通，流过正向导通电流。当S1导通时，D承受反向电压，由于二极管存在着反向恢复效应，D并不会立刻截止，而会有电流反向流过D，形成反向恢复电流。反向恢复电流与Lm一起流过功率开关S1，从而增加了S1的开通损耗和D的损耗。当输出电压越高时，由于高压二极管的反向恢复时间更长，使上述问题更加严重。S1的开关频率越高，则反向恢复电流造成的损耗越大；上述电路特有的问题限制了电路工作频率的提高。
为了解决上述问题，普遍采用的方法是采用一个辅助电感Ls与续流二极管D串联来减少反向恢复电流。
辅助电感Ls只能用来减少反向恢复电流，并不能减小反向恢复电流所带来的损耗。要减小这一损耗，还需要增加一个储能电容Cb来储存反向恢复能，直到S1重新导通后再把储存的能量送回输出电容。
但储能电容的引入为电感Lm电路上的电流提供了第二支路，在Lm电流较大时，由于储能电容Cb所储存的反向恢复能量是一个不大的数值，它不足以保证在S1关断期间使第二支路的电流全部转移到续流二极管D所在的支路上。这样，辅助电感Ls不能完全发挥作用。
为此，理论上讲可以设计出更复杂的电路，以增加储能，以便使S1关断期间第二支路的电流全部转移到续流二极管D所在的支路上。但是，增加储能会带来以下负面效应：当市电电压在过零点附近时，电路工作在DCM(不连续电流控制)方式，在此工作方式时存在若干开关周期内，当在S1关断的时间内，电容Cb上存贮的能量有可能不能全部转移至输出电容，从而形成累积，造成电容Cb上电压泵升，电压缓冲器的能量越大，电容Cb上电压泵升幅度越大，从而在续流二极管上造成较大的电压尖峰应力，增加了对续流二极管的耐压要求，选用更高电压额度的二极管，从而增加了二极管损耗。
发明内容：
本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种功率因数校正方法及电路，减小反向恢复电流造成的损耗，且不会影响辅助电感发挥作用，也不会造成储能电容上电压泵升，从而减小在续流二极管上的电压尖峰应力。
为实现上述目的，本发明提出一种功率因数校正方法及电路。
所述功率因数校正方法通过控制功率开关S1的开通与关断，使输入电流跟踪输入市电正弦波电压的波形及相位，从而提高功率因数，其特征是通过以下步骤来减小反向恢复电流损耗：1)在功率开关S1导通后，储能电容Cb储存反向恢复能量的同时，一个与上述储能电容Cb相串联的第二储能电容Cs的电压被钳位在Vin电压，使储能电容Cb还从输入电压VIN获得一份正比于Vin2的能量，其中Vin为输入电压VIN的瞬间值；其中将所述第二储能电容Cs的电压钳位在Vin电压的方法是：将原本关闭使第二储能电容Cs与输入电压VIN断开的隔离二极管D1导通2)在功率开关S1关断后的续流过程中，所述储能电容Cb与辅助电感Ls形成谐振通路，从而将储存的反向恢复能和正比于Vin2的能量转移到输出电容Co。
所述功率因数校正电路包括：功率开关S1、输出电容Co；其特征是，还包括：储能电容Cb，用于接收反向恢复能量和正比于输入电压的能量；第二储能电容Cs，用于接收正比于输入电压的能量；隔离二极管D1，用于在非储能阶段导通以便使储能电容Cb和第二储能电容Cs接收能量；辅助电感Ls，用于在功率开关S1关断后与所述储能电容Cb形成谐振回路，将该反向恢复能传递到输出电容Co，其中Vin为输入电压VIN的瞬间值。
由于采用了以上的方案，在电流处于正弦波峰值时，由于输入电压也处于波峰位置，因而CsVin2的值可以足够大，能使功率开关S1关断后的续流过程中，续流电流能够全部转移到第一续流支路上。而在市电电压在过零点附近时，由于CsVin2接近于零，储能电容上仅仅存储了反向恢复能，这就不会造成储能电容Cb上电压泵升，从而不会在续流二极管上造成电压尖峰应力。
附图说明：
图1是传统的功率因数校正电路示意图。
图2(A)是本发明实施例一电路示意图。
图2(B)是本发明实施例二电路示意图。
图3是图2(A)所示电路的工作波形图。
具体实施方式：
下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。
本发明的基本原理是在采用一个辅助电感与续流二极管D串联来减少反向恢复电流方法的基础上，通过增加一个特殊的储能电路来提供电流转移能量，减小反向恢复损耗，并能有效的实现使续流电流全部转移到续流二极管D所在的支路上去，同时，储能电路的每个开关周期的储存能量随该周期内电感电流值大小而改变，电感电流值越大，储存能量越大。反之一样，故不会造成相关电容电压泵升。
图2(A)和图2(B)所示是本发明的二种实施例。应当特别强调的是，第二储能电容Cs上所储存的能量不是从输出电容Co上而是从输入电压Vin处获得，其能量值为Cs*Vin 2/2而不是Cs*V0 2/2，显然它是正比于Vin2的，进而也是正比于输入电流的平方的，因此增加的储能不是一个定值，而是随输入电压变化的，正是这一特点，使得本发明避免了储能电容电压的泵升。图2(A)是发明方案中较典型的一种，下面将以这个方案为例介绍本发明的工作原理，而图2(B)的原理也与此类似。
为了简化电路分析，在一个开关周期内可作如下假设：
①输出电容足够大，可以认为输出电压V0为恒定不变的直流电压；
②除了续流二极管D以外，所有功率器件都是理想器件；
③电感Lm远大于Ls；
④在开关周期内，输入电压Vin为常数(由于输入电压的变化周期为市电周期，而功率开关S的开关周期远远小于市电周期，因此在一个开关周期内，输入电压Vin是基本不变的)；
基于上述假设条件，我们可把一个电路工作周期分为8个时间段来分别进行分析，如图3所示：
第一阶段(t0--t1)：
开关S1在t0时刻导通，续流二极管D有反向恢复电流流过，辅助电感Ls与续流二极管D串联来减少反向恢复电流。
第二阶段(t1--t2)
续流二极管D在t1时刻截止，反向恢复现象结束。此时Ls的储存能量为Ls*Irr 2/2(Irr为反向恢复电流最大值)；此时D4自然导通，电流沿Vin--D4--Cs--Cb--Ls--S1--Vin流动，形成谐振通路。
第三阶段(t2--t3)
当VCs＝Vin时(t2时刻)，D1自然导通，Cs电压钳位在Vin电压，储存能量为，Cs*Vin 2/2电流沿Ls--S1--D1--Cb--Ls流动，形成谐振通路，在t3时刻，Ls电流下降为0，此时Ls的储存能量全部转移到Cb上，此时Cb储存的能量为Ecb＝Ls*Irr 2/2+Cs*Vin 2/2。此时续流二极管D上的电压为V0+VCb
第四阶段(t3--t4)
在t3时刻，D1截止，Cb与Cs电压保持不变，进入正常的PFC电路的S1导通工作状态。
第五阶段(t4--t5)
在t4时刻，开关S1关断，由于Lm电流IF不能突变，D3导通，电流IF沿D3流至输出电容C0，同时，D5自然导通，电流沿Ls--Cb--Cs--D5流动，形成谐振通路，使Ls电流不断增加，Cb与Cs电压不断减少，使D3支路上的电流逐渐转移到续流二极管D支路上来。
第六阶段(t5--t6)
在t5时刻，Cs电压下降为0，D2自然导通，电流沿Ls--Cb--D2流动，形成谐振通路，使Ls电流不断增加，Cb电压不断减少，使D3支路上的电流继续转移到续流二极管D支路上来。
第七阶段(t6--t7)
在t6时刻，Ls电流增加到Lm电流IF，电流已全部转移到续流二极管D支路上来，D3自然截止，电流IF沿Ls--Cb--D2恒流流动，Cb电压继续减少。
第八阶段(t7--t8)
在t7时刻，Cb电压下降为0，续流二极管D自然导通，D2自然截止，至t8时刻进入正常的PFC电路的S1关断续流工作状态。此时Cb与Cs电压为0保持不变。
从上述的电路原理分析可以知道，总的电流转移能量为Cb与Cs储存能量之和，可用下式表示：
      E＝Ecb+Ecs＝Ls*Irr 2/2+Cs*Vin 2
从上式可知，储存的转移能量随着Vin的变化而变化，Vin越大，储存的转移能量越大，反之，Vin越小，储存的转移能量越小。
在PFC电路中，输入电流为正弦波，同时与市电正弦波电压同相位，在市电周期内，Lm电流IF随着输入电压的瞬时值变化而变化，Vin越大，电流IF越大，需要转移的电流越大。Vin越小，电流IF越小，需要转移的电流越小。
从上面分析可知，Cb与Cs储存的转移能量随着电流IF的变化而变化。当Vin在峰值附近时，储存的转移能量很大，能够使电流IF有效转移到D所在的支路上去。当Vin在过零点附近时，储存的转移能量很小，从而避免了造成电容Cb上电压泵升，，不会在续流二极管上造成较大的电压尖峰应力。
采用本发明电路，可以采用更大的辅助电感Ls，从而进一步减少反向恢复电流，提高整个电路的效率。
结论：本专利发明的一种低损耗的功率因数校正电路，采用一个辅助电感与续流二极管D串联来减少反向恢复电流方法，提高了电路的效率，同时通过增加一个特殊的储能电路来提供电流转移能量，在减小损耗的情况下，能有效的实现使续流电流全部转移到D所在的支路上去，同时，储能电路的每个开关周期的储存能量随该周期内电感电流值大小而改变，电感电流值越大，储存能量越大。反之一样，故不会造成相关电容电压泵升，减少了续流二极管的峰值电压应力，有效克服了现有技术中存在的问题。同时，采用本发明的方法，可以使用更大的辅助电感Ls，从而进一步减小反向恢复电流，提高整个电路的效率。

Claims (6)

1、一种功率因数校正方法，通过控制功率开关(S1)的开通与关断，使输入电流跟踪输入市电正弦波电压的波形及相位，从而提高功率因数，其特征是通过以下步骤来减小反向恢复电流损耗：
1)在功率开关(S1)导通后，储能电容(Cb)储存反向恢复能量的同时，一个与上述储能电容(Cb)相串联的第二储能电容(Cs)的电压被钳位在Vin电压，使储能电容(Cb)还从输入电压(VIN)获得一份正比于Vin2的能量，其中Vin为输入电压(VIN)的瞬间值；其中将所述第二储能电容(Cs)的电压钳位在Vin电压的方法是：将原本关闭使第二储能电容(Cs)与输入电压(VIN)断开的隔离二极管(D1)导通；
2)在功率开关(S1)关断后的续流过程中，所述储能电容(Cb)与辅助电感(Ls)形成谐振通路，从而将储存的反向恢复能和正比于Vin2的能量转移到输出电容(Co)。
2、如权利要求1所述的功率因数校正方法，其特征是：
在上述步骤1)之前、功率开关(S1)导通后的二极管(D)的反向恢复过程中，通过辅助电感(Ls)减少二极管(D)的反向恢复电流，同时将反向恢复能量存储于辅助电感(Ls)中；反向恢复过程结束后，反向恢复能向储能电容(Cb)转移，上述步骤1)开始；
在上述步骤2)之前或同时，在功率开关(S1)关断后的续流过程中，续流电流向含有续流二极管(D)的第一续流支路上转移；
所述正比于Vin2的能量的大小保证，当输入电流处于峰值时，在上述续流过程中，续流电流能够全部转移到第一续流支路上。
3、如权利要求1所述的一种功率因数校正方法，其特征是：在储能电容(Cb)和第二储能电容(Cs)的储能过程中，通过将原本关闭使第二储能电容(Cs)与输入电压(VIN)断开的隔离二极管(D1)导通，从而将第二储能电容(Cs)两端的电压钳位在输入电压(Vin)上，使得在第二储能电容(Cs)上存储的能量保持在(Cs Vin2)/2，而储能电容(Cb)上存储的能量的大小则等于反向恢复能量加上(Cs Vin2)/2。
4、一种功率因数校正电路，包括：
功率开关(S1)；
输出电容(Co)；
其特征是，还包括：
储能电容(Cb)，用于接收反向恢复能量和正比于输入电压的能量；第二储能电容(Cs)，用于接收正比于输入电压的能量；隔离二极管(D1)，用于在非储能阶段关闭使第二储能电容(Cs)与输入电压(VIN)断开，而在储能阶段导通以便使储能电容(Cb)和第二储能电容(Cs)接收能量；辅助电感(Ls)，用于在功率开关(S1)关断后与所述储能电容(Cb)形成谐振回路，将该反向恢复能传递到输出电容(Co)，其中Vin为输入电压(VIN)的瞬间值。
5、如权利要求4所述的功率因数校正电路，其特征是：
还包括带有辅助电感(Ls)和续流二极管(D)的第一续流支路，所述辅助电感(Ls)在功率开关(S1)导通时用于减少二极管D的反向恢复电流并且存储反向恢复能，在反向恢复现象结束时用于将储存的反向恢复能向储能电容(Cb)转移；
还包括与上述第一续流支路交替或并行工作的第二续流支路；所述第二续流支路包括与上述第一续流支路并联的与续流二极管(D)同向的第二续流二极管(D3)。
6、如权利要求4所述的一种功率因数校正电路，其特征是：
储能电容(Cb)一端与辅助电感(Ls)相连，另一端通过与续流二极管(D)同向的第三续流二极管(D2)与输出电容(Co)相连；
第二储能电容(Cs)的一端还与第一储能电容(Cb)相连，另一端通过与续流二极管(D)同向的第四续流二极管(D5)与输出电容(Co)相连；且第二储能电容(Cs)两端分别通过一个反向二极管(D4、D1)与输入电压(Vin)的一端相连，反向二极管(D4、D1)的方向和接至输入电压(Vin)的极性保证在两个储能电容(Cb和Cs)的储能过程中，来自输入电压(Vin)的能量和来自辅助电感(Ls)的能量相加，并在第二储能电容(Cs)的储能过程结束后将其两端电压钳位在一个正比于输入电压(Vin)的电压值上。
CNB021151342A 2002-04-19 2002-04-19 一种功率因数校正方法及电路 Expired - Lifetime CN1170355C (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CNB021151342A CN1170355C (zh) 2002-04-19 2002-04-19 一种功率因数校正方法及电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CNB021151342A CN1170355C (zh) 2002-04-19 2002-04-19 一种功率因数校正方法及电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1383256A CN1383256A (zh) 2002-12-04
CN1170355C true CN1170355C (zh) 2004-10-06

Family

ID=4743469

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB021151342A Expired - Lifetime CN1170355C (zh) 2002-04-19 2002-04-19 一种功率因数校正方法及电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN1170355C (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004095682A1 (ja) * 2003-04-22 2004-11-04 Sanken Electric Co., Ltd. 力率改善回路
CN201436615U (zh) * 2009-04-28 2010-04-07 珠海格力电器股份有限公司 单相无桥功率因数校正电路
WO2012024542A2 (en) 2010-08-18 2012-02-23 Onchip Power Very high frequency switching cell-based power converter

Also Published As

Publication number Publication date
CN1383256A (zh) 2002-12-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1055804C (zh) 一种软开关拓扑电路
CN108599564A (zh) 一种电容电压断续模式电容串接式交错并联Bcuk PFC变换器
CN1967997A (zh) 五电平双降压式全桥逆变器
CN1169280C (zh) 三电平无源软开关直流变换器电路
CN101860216A (zh) 加耦合电感的倍流整流方式全桥直流变换器
CN1558539A (zh) 变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路
CN1123962C (zh) 直流变换器功率开关管的软开关方法和软开关直流变换器
CN1866704A (zh) 双管双正激升压式单级功率因数校正电路
CN101847936A (zh) 滞后臂并联辅助网络的软开关全桥直流变换器
CN1305210C (zh) 零电压软开关直流－直流电源变换装置
CN1630173A (zh) 复合式全桥三电平直流变换器和全桥三电平直流变换器
CN101604916A (zh) 基于π型辅助网络零电压开关全桥直流变换器
CN102437741A (zh) 采用非隔离型脉冲电压源单元的双输入直流变换器
CN1170359C (zh) 低损耗的升压装置
CN1956304A (zh) 一种二极管反向恢复电流的抑制方法及其电路
CN1170355C (zh) 一种功率因数校正方法及电路
CN1499703A (zh) 无损耗吸收的软开关电路
CN100488019C (zh) 双滤波电感全桥逆变器主电路
CN1120875A (zh) 缓冲器
CN1140045C (zh) 准单级带功率因数校正的电源变换器
CN1193490C (zh) 增强型全桥移相软开关变换器
CN100356672C (zh) 三相功率因数校正电能变换装置
CN1144344C (zh) 升压变换器
CN1599219A (zh) 一种变换软开关电路
CN101771350A (zh) 一种基于t型辅助网络零电压开关全桥直流变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CP01 Change in the name or title of a patent holder
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: 518057 Nanshan District science and Technology Industrial Park, Guangdong, Shenzhen Branch Road, No.

Patentee after: Vitamin Technology Co., Ltd.

Address before: 518057 Nanshan District science and Technology Industrial Park, Guangdong, Shenzhen Branch Road, No.

Patentee before: Aimosheng Network Energy Source Co., Ltd.

CX01 Expiry of patent term
CX01 Expiry of patent term

Granted publication date: 20041006