CN116961585B - 一种自偏置的压控振荡器电路 - Google Patents

一种自偏置的压控振荡器电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种自偏置的压控振荡器电路，包括NMOS管主开关电路、偏置电流基准源电路和电流控制振荡器，所述电流控制电流控制振荡器与NMOS管主开关电路的电流输出端连接，所述NMOS管主开关电路的栅极用于接入VCTL控制电压，所述自偏置电流基准源电路的输入端用于连接高电平电源VDDH，所述自偏置电流基准源电路的输出端与NMOS管主开关电路的电流输入端连接，有效抑制电源纹波，同时也保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能，当压控振荡器的频率降低时，偏置电路的功耗也相应降低，相较于低压线性稳压器具有明显的功耗优势，不再依赖于低压线性稳压器提供稳定的电压，大大地简化了电路的设计并节省了芯片的面积。

Description

一种自偏置的压控振荡器电路
技术领域
本发明属于电子器件技术领域，涉及振荡器技术领域，尤其是一种自偏置的压控振荡器电路。
背景技术
传统的锁相环系统的电路框图，锁相环由鉴频鉴相器(PFD)、电荷泵(CP)、环路滤波器(LPF)、反馈分频器和压控振荡器(VCO)构成。其中压控振荡器是锁相环性能的关键模块。一个性能良好的锁相环系统，压控振荡器的器件噪声决定了锁相环输出时钟的随机抖动性能，而电源抑制比(PSRR)则决定了输出时钟确定性抖动性能，同时压控振荡器的线性度，也决定了锁相环回路的带宽和相位裕度的稳定性。
图1是一种传统的采样运放型的压控振荡器。它将控制电压VCTL输入运放、电阻和PMOS管组成的线性稳压器(Regulator)，将电压转化成电流。这种压控振荡器由于采用了运放构成的闭环回路，可以线性地将电压转换成电流，在实际的工程中得到较多的应用。
图2是一种采用NMOS管驱动的压控振荡器，通过调节NMOS管的栅极电压，调节流向电流控制振荡器的电流。栅极电压越高，振荡器振荡的频率越快。虽然该型的压控振荡器的线性度不如运放型的压控振荡器好，但是电路实现简单，器件数量较少，贡献的热噪声也少，所以该类型的压控振荡器有较好的随机抖动性能。
传统的压控振荡器如图1和图2所示，都需要采用低压差线性稳压器(LDO)产生稳定的电源，这样即使在较大的电源纹波扰动的情况下，LDO输出的电源也能够保持稳定，从而保证压控振荡器有比较好的确定性抖动性能。然而，由于LDO环路的带宽有限，高频的电源抖动无法得到抑制，这样高频的电源纹波就会干扰到压控振荡器的工作，降低了压控振荡器的性能。为了缓解高频电源纹波的影响，通常会在LDO的输出电源上添加足够多的电容，来抑制高频纹波。在有些LDO的设计中，过大的输出电容会影响LDO环路的稳定性，同时，电容的实现也要占用较大的芯片面积。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是：传统的压控振荡器采用低压差线性稳压器(LDO)导致容易受到高频的电源抖动影响、造成芯片体积大的问题。
为了解决以上技术问题，本发明提供一种自偏置的压控振荡器电路，包括NMOS管主开关电路和电流控制振荡器，所述电流控制电流控制振荡器与NMOS管主开关电路的电流输出端连接，所述NMOS管主开关电路的栅极用于接入VCTL控制电压，改进之处在于，还包括自偏置电流基准源电路，所述自偏置电流基准源电路的输入端用于连接高电平电源VDDH，所述自偏置电流基准源电路的输出端与NMOS管主开关电路的电流输入端连接。提高电源纹波抑制能力，保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能，且噪声性能、功耗性能大为改善，在整体性能得到提升的同时，简化了电路的设计并节省了芯片的面积，使得芯片的体积减小。
进一步的，所述自偏置电流基准源电路包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2和NMOS管NM3和电容C1；
所述PMOS管PM1漏极作为自偏置电流基准源电路的输出端且和其自身的栅极连接，PMOS管PM1的源极、PMOS管PM2的源极、PMOS管PM3的源极和电容C1的一端共同连接且作为自偏置电流基准源电路的输入端，电容C1的另一端、PMOS管PM1栅极连接、PMOS管PM2的栅极、PMOS管PM3的栅极共同连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM2的漏极连接，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM3的漏极连接，NMOS管NM2的栅极与NMOS管NM3的栅极和漏极连接，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接且用于接接地或者负电源VSS。自偏置电流基准源电路对电容C1的容值要求降低，导致电容数量和体积减小，从而芯片体积减小，电容C1保证了偏置电压能够跟踪高频电源纹波抖动，保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能。
进一步的，所述自偏置电流基准源电路包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2、NMOS管NM3、NMOS管NM4、NMOS管NM5、NMOS管NM6和电容C1；
所述PMOS管PM1漏极和其自身的栅极连接，所述PMOS管PM1漏极与NMOS管NM6的漏极连接，NMOS管NM6的源极作为自偏置电流基准源电路的输出端，PMOS管PM1的源极、PMOS管PM2的源极、PMOS管PM3的源极和电容C1的一端共同连接且作为自偏置电流基准源电路的输入端，电容C1的另一端、PMOS管PM1栅极连接、PMOS管PM2的栅极、PMOS管PM3的栅极共同连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM5的漏极连接，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM4的漏极连接，NMOS管NM4的栅极、NMOS管NM5的栅极和漏极、NMOS管NM6的栅极连接，NMOS管NM5的源极与MOS管NM2的漏极连接，NMOS管NM4的源极与NMOS管NM3的漏极连接，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接且用于接地或者负电源VSS。
自自偏置电流基准源电路对电容C1的容值要求降低，导致电容数量和体积减小，从而芯片体积减小，电容C1保证了偏置电压能够跟踪高频电源纹波抖动，保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能。另外，增加MOS管NM4、NMOS管NM5、NMOS管NM6，进一步进行隔离，PMOS管的电流受电源调制没有产生较大变化，NM6和NM5,NM4，NM3,NM2的电流也没发生突变，NM6处于饱和区，流经NM6的电流并不随NM6漏极上的电源纹波波动而发生变化，NM6漏极呈现出高阻特性，对NM6源极的干扰被进一步压制，由于NM6的隔离，电源对NM1产生的电流的调制效应得到了进一步的降低，压控振荡器的确定性抖动性能得到明显的提升。
与现有技术相比，本发明有益效果是：由于采用自偏置电流基准源电路，有效抑制电源纹波，同时也保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能，当压控振荡器的频率降低时，偏置电路的功耗也相应降低，相较于低压线性稳压器具有明显的功耗优势，不再依赖于低压线性稳压器提供稳定的电压，大大地简化了电路的设计并节省了芯片的面积。
附图说明
图1是采样运放型的压控振荡器；
图2是采用NMOS管驱动的压控振荡器；
图3是本发明的一种自偏置的压控振荡器电路。
以上附图用于解释本发明的技术方案，以本领域技术人员能够更好的理解本发明，需要说明的是，根据附图改进的方案在不脱离本技术方案的宗旨和范围内，其均涵盖在本发明的权利要求范围当中。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
参考图3，本发明提供了一种自偏置的压控振荡器电路，以解决传统的压控振荡器采用低压差线性稳压器(LDO)导致容易受到高频的电源抖动影响、造成芯片体积大等问题，以下为具体实施例。
实施例1、一种自偏置的压控振荡器电路，具体为：包括NMOS管主开关电路和电流控制振荡器，所述电流控制电流控制振荡器与NMOS管主开关电路的电流输出端连接，所述NMOS管主开关电路的栅极用于接入VCTL控制电压，在此现有技术的基础上，本发明的创新之处在于，还包括自偏置电流基准源电路，所述自偏置电流基准源电路的输入端用于连接高电平电源VDDH，所述自偏置电流基准源电路的输出端与NMOS管主开关电路的电流输入端连接。自偏置电流基准源电路具有抑制电源纹波的作用，而且体积相对于低压差线性稳压器(LDO)小，应用在压控振荡器电路中，可大幅提高电源纹波抑制能力，保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能，且噪声性能、功耗性能大为改善，在整体性能得到提升的同时，简化了电路的设计并节省了芯片的面积，使得芯片的体积减小。
优选的，所述NMOS管主开关电路只包括NMOS管NM1，所述NMOS管NM1的源极与电流控制电流控制振荡器连接，所述NMOS管NM1的漏极与自偏置电流基准源电路的输出端连接。控制电压VCTL加在NMOS管NM1的栅极，通过NMOS管NM1的栅极-源极之间的电压差，将VCTL控制电压转换成振荡器的电流。VCTL控制的电压越高，振荡器的电流越大，其输出的时钟频率就越高。
控制电压VCTL加载在NMOS管NM1的栅极，而只要保证NMOS管NM1工作在饱和区，其电流主要由NMOS管NM1的栅极和源极之间的电压差决定，假设VDDH电源为1.8v，振荡器的器件为core器件且其最高电压不超过1v(规格14nm 0.8v,28nm 0.9v,40nm 1.1v,0.13nm1.2v)，假设振荡器的最高电压为0.8v，NMOS管NM1的阈值电压0.5v，VCTL控制电压最高电压在1.4-1.5v，不会超过VDDH电源，NMOS管NM1工作在饱和区有利于提高压控振荡器的线性度。
本实施例中的自偏置电流基准源电路一种具体实施方式为，所述自偏置电流基准源电路包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2和NMOS管NM3和电容C1，PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2和NMOS管NM3在本说明书中简称为PM1、PM2、PM3、NM2和NM3，所述PMOS管PM1漏极作为自偏置电流基准源电路的输出端且和其自身的栅极连接，PMOS管PM1的源极、PMOS管PM2的源极、PMOS管PM3的源极和电容C1的一端共同连接且作为自偏置电流基准源电路的输入端，电容C1的另一端、PMOS管PM1栅极连接、PMOS管PM2的栅极、PMOS管PM3的栅极共同连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM2的漏极连接，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM3的漏极连接，NMOS管NM2的栅极与NMOS管NM3的栅极和漏极连接，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接且用于接地或者负电源VSS。
PMOS管PM1是二极管连接的，振荡器产生的电流会在PMOS管PM1的栅极产生压降，通常一个二极管连接会产生400-500mv压降，只要保证NM1工作在饱和区，就会决定PM1的源漏流过的电流和NM1流过的电流相同。
利用振荡器从VDDH电源抽取的电流在PM1的栅极和漏极上产生偏置电压PBIAS，该偏置电压PBIAS连接PM2和PM3的栅极，该偏置电压小于VDDH，从而不影响PM1、PM2和PM3的导通，从而NM2和NM3的栅极上获得高电平，从而导通。
PM1，PM2和PM3工作在饱和区，只要PM2,PM3和PM1的尺寸存在一定的比例，它们栅极电压相同，源极电压相同，电流就存在比例。假设它们尺寸一样，电流就接近一样。所述NMOS管NM2和NMOS管NM3之间构成电流镜结构，比值与PM2、PM3之间比例相同，即尺寸(沟道宽长比)相互之间比例NM2:NM3＝PM2:PM3。所有的电路都需要工作在VDDH电源下，保证电源裕量足够让所有的MOS管工作在饱和区。
在不考虑高阶效应下，饱和区电流公式：I＝1/2UnCoxW/L(Vg–Vs-Vth)^2，电源的高频信号扰动，通过C1在偏置电压PBIAS上产生一样的扰动，那么根据电流的表达式I＝1/2UnCoxW/L(Vg–Vs-Vth)^2，Vg的扰动和Vs扰动相当，相减后抵消掉了，能保证电流恒定，因此，电容C1的容值要求太高，电容数量减小，可减小芯片占用面积。由于电流恒定了，NM1的栅极电压就不会变，源极也比较稳定，从而不会干扰到NM1的工作状态，进而减少电源扰动对振荡器的干扰。
实施例2、一种自偏置的压控振荡器电路，具体为：包括NMOS管主开关电路和电流控制振荡器，所述电流控制电流控制振荡器与NMOS管主开关电路的电流输出端连接，所述NMOS管主开关电路的栅极用于接入VCTL控制电压，在此现有技术的基础上，本发明的创新之处在于，还包括自偏置电流基准源电路，所述自偏置电流基准源电路的输入端用于连接高电平电源VDDH，所述自偏置电流基准源电路的输出端与NMOS管主开关电路的电流输入端连接。自偏置电流基准源电路具有抑制电源纹波的作用，而且体积相对于低压差线性稳压器(LDO)小，应用在压控振荡器电路中，可大幅提高电源纹波抑制能力，保证压控振荡器有更好的随机抖动和确定性抖动的性能，且噪声性能、功耗性能大为改善，在整体性能得到提升的同时，简化了电路的设计并节省了芯片的面积，使得芯片的体积减小。
优选的，所述NMOS管主开关电路只包括NMOS管NM1，所述NMOS管NM1的源极与电流控制电流控制振荡器连接，所述NMOS管NM1的漏极与自偏置电流基准源电路的输出端连接。控制电压VCTL加在NMOS管NM1的栅极，通过NMOS管NM1的栅极-源极之间的电压差，将VCTL控制电压转换成振荡器的电流。VCTL控制的电压越高，振荡器的电流越大，其输出的时钟频率就越高。
控制电压VCTL加载在NMOS管NM1的栅极，而只要保证NMOS管NM1工作在饱和区，其电流主要有NMOS管NM1的栅极和源极之间的电压差决定，假设VDDH电源为1.8v，振荡器的器件为core器件且其最高电压不超过1v(规格14nm 0.8v,28nm 0.9v,40nm 1.1v,0.13nm1.2v)，假设振荡器的最高电压为0.8v，NMOS管NM1的阈值电压0.5v，VCTL控制电压最高电压在1.4-1.5v，不会超过VDDH电源，NMOS管NM1工作在饱和区有利于提高压控振荡器的线性度。
本实施例中的自偏置电流基准源电路一种具体实施方式为，所述自偏置电流基准源电路包括所述自偏置电流基准源电路包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2、NMOS管NM3、NMOS管NM4、NMOS管NM5、NMOS管NM6和电容C1；PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2、NMOS管NM3和MOS管NM4、NMOS管NM5、NMOS管NM6在本说明书中简称为PM1、PM2、PM3、NM2、NM3、NM4、NM5和NM6。
所述PMOS管PM1漏极和其自身的栅极连接，所述PMOS管PM1漏极与NMOS管NM6的漏极连接，NMOS管NM6的源极作为自偏置电流基准源电路的输出端，PMOS管PM1的源极、PMOS管PM2的源极、PMOS管PM3的源极和电容C1的一端共同连接且作为自偏置电流基准源电路的输入端，电容C1的另一端、PMOS管PM1栅极连接、PMOS管PM2的栅极、PMOS管PM3的栅极共同连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM5的漏极连接，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM4的漏极连接，NMOS管NM4的栅极、NMOS管NM5的栅极和漏极、NMOS管NM6的栅极连接，NMOS管NM5的源极与MOS管NM2的漏极连接，NMOS管NM4的源极与NMOS管NM3的漏极连接，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接且用于接接地或者负电源VSS。
PMOS管PM1是二极管连接的，振荡器产生的电流会在PMOS管PM1的栅极产生压降，通常一个二极管连接会产生400-500mv压降，只要保证NM1工作在饱和区，就会决定PM1的源漏流过的电流和NM1流过的电流相同。
利用振荡器从VDDH电源抽取的电流在PM1的栅极和漏极上产生偏置电压PBIAS，该偏置电压PBIAS连接PM2和PM3的栅极，该偏置电压小于VDDH，从而不影响PM1、PM2和PM3的导通，从而给NM6\NM5\NM4的栅极上输入高电平偏置电压NBIAS，使得NM6\NM5\NM4导通，NM2和NM3的栅极上获得高电平，从而导通。
PM1，PM2和PM3工作在饱和区，只要PM2,PM3和PM1的尺寸存在一定比例，它们栅极电压相同，源极电压相同，电流就存在一定比例。假设它们尺寸一样，电流就接近一样。所述NMOS管NM6和NMOS管NM5和NMOS管NM4之间构成电流镜结构，比值与PM1、PM2、PM3之间的比例相同。即尺寸(沟道宽长比)相互之间比例NM6:NM5:NM4＝PM1:PM2:PM3。所有的电路都需要工作在VDDH电源下，保证电源裕量足够让所有的MOS管工作在饱和区。
在不考虑高阶效应下，饱和区电流公式：I＝1/2UnCoxW/L(Vg–Vs-Vth)^2，电源的高频信号扰动，通过C1在偏置电压PBIAS上产生一样的扰动，那么根据电流的表达式I＝1/2UnCoxW/L(Vg–Vs-Vth)^2，Vg的扰动和Vs扰动相当，相减后抵消掉了，能保证电流恒定。因此，电容C1的容值要求就不要太高，电容数量减小，可减小芯片占用面积。由于电流恒定了，NM6的栅极电压就不会变，源极也比较稳定，从而不会干扰到NM6的工作状态，进而减少电源扰动对振荡器的干扰。
由于PM2和PM3的隔离，电源抖动在NM6的栅极对偏置电压NBIAS的影响将被大大减小。由于PMOS管的电流受电源调制没有产生较大变化，NM6和NM5,NM4，NM3,NM2的电流也没发生突变，所以可以保证NM6的栅极电压比较稳定，从而保证NM6的源极电压比较稳定。
同时NM6处于饱和区，流经NM6的电流并不随NM6漏极上的电源纹波波动而发生变化，呈现出NM6漏极的高阻特性，对NM6源极的干扰被进一步压制。
由于NM6的隔离，电源对NM1产生的电流的调制得到了较大的降低，NM1的漏极和NM6源极接在一起，那么NM1不会受到电源扰动干扰，这样压控振荡器的确定性抖动性能得到明显的提升，因为饱和区工作的MOS管，漏极电压扰动对电流的影响，与MOS管的漏极等效阻抗有关，NM1的漏极电压发生扰动，NM1的电流也会产生稍微变化，振荡器的频率也会发生变化，虽然频率变化很小，但是对抖动的贡献会很大。
由于自偏置电流基准源电路的偏置电流来源于振荡器的电流，所以当振荡器的频率很低的时候，偏置电路所消耗的电流也相应地变低。同时，自偏置电流基准源电路实现简单，占用的芯片面积较小，引入的器件热噪声也较小。
本专利提出了具有自偏置能力的压控振荡器的电路设计，不再依赖于低压线性稳压器提供稳定的电压，大大地简化了电路的设计并节省了芯片的面积。由于自偏置的特点，当压控振荡器的频率降低时，偏置电路的功耗也相应降低，相较于低压线性稳压器具有明显的功耗优势。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (5)

1.一种自偏置的压控振荡器电路，包括NMOS管主开关电路和电流控制振荡器，所述电流控制振荡器与NMOS管主开关电路的电流输出端连接，所述NMOS管主开关电路的栅极用于接入VCTL控制电压，其特征在于，还包括自偏置电流基准源电路，所述自偏置电流基准源电路的输入端用于连接高电平电源VDDH，所述自偏置电流基准源电路的输出端与NMOS管主开关电路的电流输入端连接；
所述自偏置电流基准源电路包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、PMOS管PM3、NMOS管NM2、NMOS管NM3、NMOS管NM4、NMOS管NM5、NMOS管NM6和电容C1；
所述PMOS管PM1漏极和其自身的栅极连接，所述PMOS管PM1漏极与NMOS管NM6的漏极连接，NMOS管NM6的源极作为自偏置电流基准源电路的输出端，PMOS管PM1的源极、PMOS管PM2的源极、PMOS管PM3的源极和电容C1的一端共同连接且作为自偏置电流基准源电路的输入端，电容C1的另一端、PMOS管PM1栅极连接、PMOS管PM2的栅极、PMOS管PM3的栅极共同连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM5的漏极连接，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM4的漏极连接，NMOS管NM4的栅极、NMOS管NM5的栅极和漏极、NMOS管NM6的栅极连接，NMOS管NM5的源极与MOS管NM2的漏极连接，NMOS管NM4的源极与NMOS管NM3的漏极连接，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接且用于接接地或者负电源VSS；
所述NMOS管NM6和NMOS管NM5和NM4之间构成电流镜结构，比值与PM1、PM2、PM3之间尺寸比例相同；
所述NMOS管NM6工作在饱和区。
2.如权利要求1所述的一种自偏置的压控振荡器电路，其特征在于，所述NMOS管NM2和NMOS管NM3之间构成电流镜结构，比值与PM2、PM3之间尺寸比例相同。
3.如权利要求1所述的一种自偏置的压控振荡器电路，其特征在于，所述PMOS管PM1、PMOS管PM2和PMOS管PM3工作在饱和区。
4.如权利要求1所述的一种自偏置的压控振荡器电路，其特征在于，所述NMOS管主开关电路只包括NMOS管NM1，所述NMOS管NM1的源极与电流控制振荡器连接，所述NMOS管NM1的漏极与自偏置电流基准源电路的输出端连接。
5.如权利要求4所述的一种自偏置的压控振荡器电路，其特征在于，所述NMOS管NM1工作在饱和区。
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