CN116865826A - 一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，涉及卫星通信技术领域。本发明包括步骤：信号模拟源生成PN码序列作为接收机解调性能的测试信号，根据待测接收机的参数进行组帧、编码及调制输出；待测接收机对PN码序列进行解调、帧同步和译码，并截取译码后数据流中PN码数据，缓存在寄存器中作为初相，通过本地PN码生成器生成本地PN码序列；比对生成的本地PN码序列与接收到的PN码序列测试信号，统计误码率，结合实时误码率和当前测试信号的实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，保证解调性能测试结果的实时性和准确性。本发明解决了现有技术存在的测量时延长、测量精度低、硬件实现复杂度高的问题。

Description

一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法

技术领域

本发明涉及卫星通信技术领域，特别涉及一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法。

背景技术

卫星通信朝着高速、宽带、移动卫星通信方向发展，高性能解调器是卫星通信的核心，快速测试、验证解调性能是一项重要工作，正确科学的测试方法非常重要。在卫星通信中，通常通过统计误码率来测试解调性能。

测误码率最简单的方法是采用AA(101010…)、55(010101…)等有规律的标准数据，但实际通信系统中传输的数据具有随机性，采用标准数据测量得到的误码率与实际应用场景有偏差，无法反映真实的解调及信息处理质量。

PN码(Pseudo-Noise Code)具有与白噪声类似的自相关性，是一种0和1构成的伪随机序列。PN码易于产生，具有高随机性，良好的自相关和互相关性等优点，采用PN码数据测量，数据具有随机性，得到的测量结果更接近真实的误码率。

传统PN码测误码率的方法是在本地固定初相和多项式，参数一经设置即为固定值。将接收到的PN序列不断与本地预存的初相进行比对，若匹配成功，则本地开始生成PN码序列，在极限情况下需要等待一个PN周期才能匹配成功。以PN31为例，其PN周期为2³¹-1＝2147483647，在低速率的场景下，等待一个PN周期所需要的时间长。此外，PN7，PN8，PN9，PN10，PN11，PN15，PN23，PN31都是常用的PN码，需要保存多种不同PN码序列的初相，占用资源多。

综上所述，传统的解调性能测试方法存在测量不够准确、等待延时长、占用资源多等问题。

发明内容

本发明的目的在于：针对传统解调性能测试方法估计精度较低、处理速度慢，很难满足高测量精度、低延时的性能需求的技术缺陷，提供了一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，本方法资源占用少、实时性高、估测误差小。

本发明的上述目的可以通过以下技术方案予以实现：

本发明是一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，包括步骤：

信号模拟源根据当前信道条件选取PN码，生成PN码序列作为接收机解调性能的测试信号，根据待测接收机的参数进行组帧、编码及调制输出；

待测接收机对PN码序列进行解调、帧同步和译码，并截取译码后数据流中PN码数据，缓存在寄存器中作为初相，通过本地PN码生成器生成本地PN码序列；

比对生成的本地PN码序列与接收到的PN码序列测试信号，统计误码率，测试接收机的解调性能，并在测试过程中，结合实时误码率和当前测试信号的实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，保证解调性能测试结果的实时性和准确性。

进一步的，所述信号模拟源根据当前信道的预估信噪比选择PN码，生成PN码序列测试信号，其中，PNn码的循环周期为2ⁿ-1，n取值越大，PN码越接近随机数，测试出的解调性能越准确。

进一步的，所述译码后的数据流中包括PN码数据、数据帧的帧同步字、空闲帧以及信道编码的校验位。

进一步的，所述信噪比，利用矩估计方法对当前测试信号，进行信噪比估算，具体的：

设接收机位同步环路输出信号为y_n，M₂和M₄分别表示测试信号的二阶矩和四阶矩，采用时间平均替代测试信号的统计平均，表示如下：

M2M4估计器得到的当前信道条件的实时噪声条件下信噪比为：

进一步的，所述比对生成的本地PN码序列与接收到的PN码序列测试信号之前，接收到的PN码序列需经过延时寄存器调整时序后，再与本地PN码序列做比对，得出误码率。

进一步的，所述结合实时误码率和当前测试信号的信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，具体为：

设置误码率门限值threshold₁，判断误码率是否超出门限值threshold₁，若误码率未超出门限值threshold₁，则输出误码率；若误码率超出门限值threshold₁，则进行复位本地PN码生成器，重新生成本地PN码序列；

其次，设置PN码复位次数门限值threshold₂，若PN码复位次数未超出门限值threshold₂，则进行上述复位本地PN码生成器；若PN码复位次数超过门限值threshold₂，则根据实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码。

进一步的，所述根据实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，具体的：估算实时信噪比，信噪比越小，选择周期更短的PN码；信噪比越大，选择周期更长的PN码。

进一步的，所述判决门限值threshold₁和threshold₂的设置如下：

本地正确恢复PNn码需要n个bit的初相中都没有错误bit，在已知信噪比E_b/N₀的情况下，可由以下公式计算误比特率P_b：

接收机从数据流中截取n个bit作为生成PNn的初相，这n个bit都正确的概率为：

P_correct1＝(1-P_b)ⁿ；

在n个寄存器中填入初相，其中xⁱ位置存在一个错误bit，且gⁱ＝0则输出的第一组n个数据中会存在1bit误码，误码率达到1/n；若此时对应的gⁱ≠0，则错误bit传递后输出误码率很快会超过1/n，因此误码率的门限值threshold₁需要满足：

本地PN序列复位次数的门限值为threshold₂，超出复位次数门限值仍未正确恢复PN序列的概率为：

取P_wrong＝0.001，则可以根据当前信噪比和n的取值，计算得到threshold₂的取值。

本发明的有益效果如下：

本发明是一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，首先，测量准确性高。所有处理参数可根据输入信号的符号速率、信噪比等进行设置，在满足门限值条件下，尽可能选择周期长的PN码序列，更贴近真实卫星载荷数据接收的场景。其次，测量实时性高。根据理论分析，估算当前信道条件后选择合理的门限值，本地正确恢复PN序列所需要等待的时间短。最后，实现简单。本方法不涉及复杂运算，不需要存储各PN序列的初相值，占用资源少，便于在软硬件上实现。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图，其中：

图1是本发明解调性能测试方法的流程图；

图2是译码后数据流的组成示意图；

图3是PN码序列生成原理的示意图；

图4是图1中PN码测误码率的结构原理示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。

实施例一

本实施例提供了一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤1，信号模拟源根据当前信道条件的信噪比E_b/N₀选择PN码，生成PN码序列作为接收机解调性能的测试信号。PNn码的循环周期为2ⁿ-1，n取值越大PN码越接近随机数，测试解调性能越准确。

步骤2，对PN码序列做组帧、编码、调制、解调、帧同步、译码。如图2所示，译码后的数据流中除了需要参与误码率统计的PN码数据，还有数据帧的帧同步字、空闲帧，以及信道编码的校验位。所以首先需要结合已知的帧同步字长度和数据流长度，从译码后的数据流中取出PN码数据u。利用一个拉高的使能信号表示数据流中的有效数据，一个脉冲信号表示每帧数据的起始位置。

步骤3，利用矩估计方法对当前的测试信号进行信噪比估算，假设接收机位同步环路输出信号为y_n，M₂和M₄分别表示接收信号的二阶矩和四阶矩，在实际处理中，接收信号的统计平均是不可直接得到的，通常的做法是采用时间平均替代统计平均，表示如下：

M2、M4估计器得到的实噪声条件下信噪比表示为：

步骤4，生成本地PN码序列，与接收到的PN码序列对比，得出误码率。利用一个深度为32bit的线性寄存器，将PN码数据u缓存到线性寄存器中，寄存器中始终保存PN数据流u中最新的32bit。如图3所示，将PN码通过与参数gⁱ进行计算，PN码序列是从线性寄存器RegCache_x中依次推出的，接收机将收到的PN码序列译码截取PN码数据u后，输入到线性寄存器RegCache_d中，则可知RegCache_d中存储的数据与RegCache_x中存储的数据存在一个固定的处理时延，将RegCache_d中存储的PN码数据u作为本地PN码生成器的初相，则可以生成与PN码序列有固定延时的本地PN码序列，且本地PN码序列滞后于接收到的序列u。接收到的PN码序列需经过延时寄存器后调整时序后，再与本地PN码序列做比对。

步骤5，判决误码率是否超出门限值threshold₁。接收到的PN码序列的PN码数据u中一定概率存在误码，若将错误的缓存数据作为初相赋值给本地PN码生成器，则生成的PN码序列必然是错误的，此时统计到的误码率大，出现异常，因此需要引入一个本地PN码生成器的复位信号。如图4，PN码测误码率模块为一个环路的结构，误码率统计模块实时计算误码率，一旦检测到当前统计的误码率超出门限值threshold₁，则说明PN码生成错误，，产生复位信息，对本地PN码生成器重新赋初相，生成新的本地PN码序列，，并对误码率统计模块清零。

步骤6，判决PN码复位次数是否超出门限值threshold₂。若多次PN码复位后误码率仍超出门限值，说明当前信号较弱，接收到的PN序列中存在较多的错误bit，需要结合步骤3中实时估算的信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码。对于短周期的PN码序列，本地恢复PN码序列所需要的初相长度短。当误比特率一定的情况下，从接收的PN码序列中截取作为初相的这段数据中存在错误的概率低，正确恢复PN码的概率大。

判决门限值threshold₁和threshold₂的设置如下：

本地正确恢复PNn码需要n个bit的初相中都没有错误bit，以BPSK调制且无编译码的情况为例，在已知信噪比E_b/N₀的情况下，可由以下公式计算误比特率P_b：

接收机从数据流中截取n个bit作为生成PNn的初相中，这n个bit都正确的概率为：

P_correct1＝(1-P_b)ⁿ；

参阅图3，在n个寄存器中填入初相，其中xⁱ位置存在一个错误bit，且gⁱ＝0则输出的第一组n个数据中会存在1bit误码，误码率达到1/n；若此时对应的gⁱ≠0，则错误bit传递后输出误码率很快会超过1/n，因此误码率的门限值threshold₁需要满足：

本地PN序列复位次数的门限值为threshold₂，超出复位次数门限值仍未正确恢复PN序列的概率为：

取P_wrong＝0.001，则可以根据当前信噪比和n的取值，计算得到threshold₂的取值。

下面根据两种情况具体说明：

一、去除错误bit的干扰，以无噪声数据为例说明本地PN码序列的生成。

假定本发明的测误码率系统的输入信号为PN15，取其中的一段：

0000000000000011111111111111011111111111110011111111111101011111111111000011111111110111011111111100…

接收到的PN15信号不断输入一个32bit的缓存寄存器，当前时刻寄存器中保存的是00001111111111111101111111111111，将这一时刻寄存器中的值作为初相赋值给本地PN码生成器，并开始生成PN码，则本地生成的PN码序列为：

0000000000111111111111110111111111111100111111111111010111111111110000111111111101110111111111001100…

可以看出，生成的本地PN码序列对比收到的PN15序列只是在时序上有滞后，数值上完全一致，本地PN码生成器成功从接收到的PN15序列中提取初相并恢复出了相同的PN序列。再将收到的PN15序列输入到延时寄存器调整时序，使得延时后的PN15序列与本地产生的PN序列完全对齐。将对齐后的两个序列输入图4中到误码率统计模块，则可以逐bit对比，对误码bit数和总数据bit数进行计数。

二、有噪声情况下自适应选择PN码。

假定误码率为10^-2，即收取到的100个bit中随机存在1bit误码，若采用初相为7bit的PN7信号，只需要保证作为初相的7个bit中没有误码，即可在本地恢复出正确的PN序列。收到的单个bit正确的概率为99×10^-2，从接收序列中随机截取7个连续bit，都正确的概率为p＝(99*10^-2)⁷≈0.9321，因此，认为在误码率为10^-2情况下，本地PN7信号一次性生成正确的概率p¹ _PN7＝0.9321，一次性生成失败的概率为q¹ _PN7＝0.0679，若本地PN7序列第一次生成失败，则再从接收到的序列中截取新的7bit连续数据，重新生成，第二次生成仍失败的概率仅为q² _PN7＝(q¹ _PN7)²＝0.068²＝0.004624。

设PN7统计误码率的门限值为1/7，计算正确统计误码率的平均等待时间。若从接收序列中随机截取的7个连续bit都正确，则只需要等待7bit即可正确统计误码率，这种情况的概率p＝(99*10^-2)⁷≈0.9321。若7个连续bit中存在1个错误bit，等待7bit之后统计误码率为1/7，超出门限值，重新赋值初相，再等待7bit，即一共等待14bit可正确统计误码率，此概率p＝(99*10^-2)⁶(1*10^-2)≈0.0094，计算等待时间的加权平均值为：T≈0.9321×7+0.0094×14＝6.6563bit，说明本发明提出的方法延时小，可适应弱信号的情况。

以上所述，仅为本发明的优选实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本领域的技术人员在本发明所揭露的技术范围内，可不经过创造性劳动想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书所限定的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于，包括步骤：

信号模拟源根据当前信道条件选取PN码，生成PN码序列作为接收机解调性能的测试信号，根据待测接收机的参数进行组帧、编码及调制输出；

待测接收机对PN码序列进行解调、帧同步和译码，并截取译码后数据流中PN码数据，缓存在寄存器中作为初相，通过本地PN码生成器生成本地PN码序列；

比对生成的本地PN码序列与接收到的PN码序列测试信号，统计误码率，测试接收机的解调性能，并在测试过程中，结合实时误码率和当前测试信号的实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，保证解调性能测试结果的实时性和准确性。

2.根据权利要求1所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于：所述信号模拟源根据当前信道的预估信噪比选择PN码，生成PN码序列测试信号，其中，PNn码的循环周期为2ⁿ-1，n取值越大，PN码越接近随机数，测试出的解调性能越准确。

3.根据权利要求2所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于：所述译码后的数据流中包括PN码数据、数据帧的帧同步字、空闲帧，以及信道编码的校验位。

4.根据权利要求3所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于：所述信噪比，利用矩估计方法对当前测试信号，进行信噪比估算，具体的：

设接收机位同步环路输出信号为y_n，M₂和M₄分别表示测试信号的二阶矩和四阶矩，采用时间平均替代测试信号的统计平均，表示如下：

M2M4估计器得到的当前信道条件的实时噪声条件下信噪比为：

5.根据权利要求1所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于：所述比对生成的本地PN码序列与接收到的PN码序列测试信号之前，接收到的PN码序列需经过延时寄存器调整时序后，再与本地PN码序列做比对，得出误码率。

6.根据权利要求4所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于，所述结合实时误码率和当前测试信号的信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，具体为：

设置误码率门限值threshold₁，判断误码率是否超出门限值threshold₁，若误码率未超出门限值threshold₁，则输出误码率；若误码率超出门限值threshold₁，则进行复位本地PN码生成器，重新生成本地PN码序列；

其次，设置PN码复位次数门限值threshold₂，若PN码复位次数未超出门限值threshold₂，则进行上述复位本地PN码生成器；若PN码复位次数超过门限值threshold₂，则根据实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码。

7.根据权利要求6所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于：所述根据实时信噪比，调整PN码型，选择不同的周期长度的PN码，具体的：估算实时信噪比，信噪比越小，选择周期更短的PN码；信噪比越大，选择周期更长的PN码。

8.根据权利要求6所述的一种基于伪随机序列的解调性能自适应测试方法，其特征在于：所述判决门限值threshold₁和threshold₂的设置如下：

本地正确恢复PNn码需要n个bit的初相中都没有错误bit，在已知信噪比E_b/N₀的情况下，可由以下公式计算误比特率P_b：

接收机从数据流中截取n个bit作为生成PNn的初相中，这n个bit都正确的概率为：

P_correct1＝(1-P_b)ⁿ；

在n个寄存器中填入初相，其中xⁱ位置存在一个错误bit，且gⁱ＝0则输出的第一组n个数据中会存在1bit误码，误码率达到1/n；若此时对应的gⁱ≠0，则错误bit传递后输出误码率很快会超过1/n，因此误码率的门限值threshold₁需要满足：

本地PN序列复位次数的门限值为threshold₂，超出复位次数门限值仍未正确恢复PN序列的概率为：

取P_wrong＝0.001，则可以根据当前信噪比和n的取值，计算得到threshold₂的取值。