CN116865575A - 一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与控制方法 - Google Patents

一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明为解决现有LLC变换器的电压调节能力小，难以在实现宽增益调节能力的同时兼具高工作效率的问题；提出了一种基于LLC谐振和双管buck‑boost直流充电模块及设计与控制方法，其同时具备宽增益和高效率特性，包括新型直流输入直流输出充电模块，以及新型充电模块变换器的拓扑结构、谐振腔励磁电感参数设计方法以及新型控制策略，使得所设计的充电模块在不同调制频率、不同输出电压和输出功率需求下，充电效率保持在97%以上，有效提升充电设备性能及系统可靠性。

Description

一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与 控制方法
技术领域
本发明涉及新能源电池技术领域，尤其涉及一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与控制方法。
背景技术
新能源汽车销量和保有量的快速增长带动了充电桩市场的强劲需求，直流充电桩由于能满足大功率快充的需求日渐成为充电桩市场的主流发展方向，直流充电模块作为直流充电桩的核心器件，占据了整个充电设备的主要成本和关键技术。
LLC谐振变换器具有自然软开关、高效率、无需输出电感、高功率密度等优点，被广泛应用于新能源发电、电动汽车、服务器电源等领域。然而，现有的直流充电模块通常采用交流输入的PFC+LLC两级拓扑，损耗仍在8%以上，效率偏低；同时，常规LLC变换器的工作频率低于谐振频率，在工作频率远小于谐振频率的场合，变换器环流和开关管应力明显增大，容易失去ZVS-ON（零电压开通）软开关特性，在满载时增益峰值减小，降低了变换器的电压调节能力，难以在实现宽增益调节能力的同时兼具高工作效率。
因此，如何设计一种宽增益高效率直流充电模块，以提升LLC变换器在宽增益范围下的工作效率，尤其对于大功率充电场景，可提升充电设备性能及系统可靠性、降低电能损耗并带来显著经济收益，现有改善方法存在拓扑结构和控制策略复杂、难以实用化等问题，便成为本领域人员亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的在于，解决现有技术的不足之处，提出一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与控制方法，其同时具备宽增益和高效率特性，包括新型直流输入直流输出充电模块，以及新型充电模块变换器的拓扑结构、谐振腔励磁电感参数设计方法以及新型控制策略，使得所设计的充电模块在不同调制频率、不同输出电压和输出功率需求下，充电效率保持在97%以上，有效提升充电设备性能及系统可靠性。
一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块，包括输入并联且输出串联连接的LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器；
LLC谐振变换器包括全桥逆变器、谐振槽、高频隔离变压器、整流桥及输出电容Co1；高频隔离变压器一端串联在谐振槽上，另一端并联连接整流桥；全桥逆变器并联连接谐振槽及双管buck-boost变换器；输出电容Co1并联连接整流桥及双管buck-boost变换器；
双管buck-boost变换器包括S5、S6两个MOSFET；D5、D6两只二极管，还包括一个电感Lb和一个输出电容Co2，其中输出电容Co2的一端并联连接S5、Lb及D6且串联连接输出电容Co1，输出电容Co2的另一端并联连接S6、D5及全桥逆变器；S5、Lb及D6串联连接，其中S5并联连接全桥逆变器；S6并联连接在Lb与D6之间；D5并联连接在S5与Lb之间。
优选的，全桥逆变器包括S1~S4四个MOSFET；还包括分别并联在四个MOSFET上的VD1~VD4体二极管和Ceq1~Ceq4等效寄生电容；S1与S2串联，S3与S4串联，且S1、S2并联连接S3、S4。
优选的，谐振槽的输入端并联在S1与S2之间，谐振槽的输出端并联在S3与S4之间，该谐振槽包括依次串联的电感Lr、Lm和电容Cr。
优选的，整流桥包括D1~D4四个二极管；其中D1与D2串联，D3与D4串联，且D1、D2并联连接D3、D4；高频隔离变压器的一端并联连接在D1与D2之间，另一端并联连接在D3与D4之间。
一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块的参数优化设计方法，LLC谐振变换器原边在全范围内实现ZVS开通，根据原边实现ZVS的第一条件，在死区时间内谐振电流未反向，在驱动信号发出之前，待开通开关管的体二级管已导通；由此得出下式：
，
另外，根据原边实现ZVS的第二条件，原边待开通开关管的寄生电容在死区时间内放电完全；得出Lm的计算方法，为满足允许的最低调制频率fsmin下满负荷工作，同时Io=Iomax也能实现原边开关管的ZVS，故得出的条件，综合上述两式，Lm的取值范围为：
；
式中：
Td为LLC谐振变换器原边上下MOSFET同时关断的死区时间；
Ceq为MOSFET等效寄生电容；
：LLC谐振变换器的第一谐振频率，其中、分别是谐振槽串联回路 的电感和电容；
：谐振槽并联回路的励磁电感；
LLC谐振变换器的输出电压；
：LLC谐振变换器的最小调制频率，即最小开关频率；
：所提出的直流充电变换器模块的最大输出电流；
N：LLC谐振变换器中的高频变压器副边对原边的变比。
一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块的控制方法，LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器，分别采用固定占空比的电压单环PI+PFM控制策略和PWM控制方式完成输出电压的调节；
其中对于LLC谐振变换器，根据高频变压器的变比，以作为输出电压控制 目标，采用电压单环PI控制器输出调制频率标幺值fspu，然后用fspu*20kHz产生三角调制 波，并以固定49%的占空比产生S1~S4的驱动信号去控制逆变器四只MOSEFET的通断；
对于双管buck-boost变换器，则以作为输出电压的控制目标，根据/>的关系，计算出/>，然后将S5、S6双管的占空比均调整为d，以固定的开关频率去驱动S5、S6两只MOSFET的通断，从而实现输出电压的调节；
式中：
为所提出的直流充电变换器模块的目标输出电压；
为所提出的直流充电变换器模块的输入电压；
Vo1_ref为LLC谐振变换器的目标输出电压；
Vo2_ref为双管buck-boost变换器的输出电压。
本发明的优点及技术效果在于：
本发明提出的宽增益高效率直流充电模块，综合利用了LLC谐振变换器高效率和双管buck-boost宽增益的优势，设计了一种新型的变换器拓扑，并采用了优化谐振腔参数优化计算方法以及两个变换器的相对独立的控制策略，提高了直流充电模块的输出电压调节范围，确保了直流充电模块的电能转换效率，可满足电动汽车大功率快充的需求，包括：
1、直流输入直流输出充电模块采用LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器输入并联输出串联的方式，仅用一级变换，相对于现有的PFC+LLC两级变换直流充电模块，减少了PFC这一级的损耗，提高了转换效率；
2、本发明所提出的拓扑中，LLC谐振变换器承担了主要的功率传输，充分利用了LLC的软开关和高效率特性，并且优化了谐振腔励磁电感的参数计算方法，确保在低频满载的运行工况下也不会失去原边的ZVS-ON软开关特性；
3、本发明所提出的控制策略中，LLC谐振变换器的输出电压增益与高频变压器的变比成0.9N的固定比例关系，这样经电压单环PI+PFM控制方式可获得第一谐振频率附近的开关频率，有利于磁性元件的设计，并确保控制输出电压的稳定性；
4、双管 buck-boost采用基于非隔离DC-DC拓扑，可工作于较低的开关频率下，进一步降低了变换器整体的损耗，同时可通过调节双管的占空比d获得宽范围的电压输出，满足不同电压等级汽车电池的充电需求，调制方式简单可靠。
附图说明
图1为本发明的直流充电模块变换器拓扑结构示意图；
图2为本发明的直流充电模块中两个变换器的控制策略示意图；
图3为本发明的直流充电模块变换器在各模态的工作波形图；
图4为本发明的直流充电模块设计流程框图；
图5为直流充电模块控制策略仿真结果示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
本发明的一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与控制方法，包括：
1、本发明提出了一种如附图1所示的由LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器构成的直流充电模块变换器拓扑，通过采用输入并联与输出串联的方式进行设计，综合利用了LLC谐振变换器的软开关、高效率和高功率密度特性和双管buck-boost变换器的宽增益特性。其中LLC谐振变换器拓扑主要包含一个由四只MOSFET（S1~S4，其中VD1~VD4和Ceq1~Ceq4分别为MOSEFET的体二极管和等效寄生电容）构成全桥逆变器、由电感Lr、Lm和电容Cr构成的谐振槽、一个1:N的高频隔离变压器，一个由四只二极管（D1~D4）构成的整流桥和一个输出电容Co1组成；双管buck-boost变换器由两只MOSFET（S5、S6）、两只二极管（D5、D6）、一个电感Lb和一个输出电容Co2组成。其中LLC谐振变换器主要承担功率传输，原边的全桥整流器工作于接近50%占空比模式，预留一定的死区时间；buck-boost变换器主要承担输出电压增益的调节，工作于双管同开同关模式（占空比为d），从而形成一种具备宽增益高效率特性的变换器拓扑结构，变换器整体的增益为，在连续运行模式下LLC谐振变换器的输出功率与充电模块总输出功率的占比为/>，当控制，LLC谐振变换器可承担大部分的功率传输，因而充电模块整体仍可具备高转换效率特性。
2、本发明提出了LLC谐振变换器的谐振腔参数优化设计方法，为确保LLC谐振变换器原边在全范围内实现ZVS（Zero Voltage Switch）开通，根据原边实现ZVS的两个条件：（1）在死区时间内谐振电流未反向，在驱动信号发出之前，待开通开关管的体二级管已导通；（2）原边待开通开关管的寄生电容在死区时间内放电完全，设计了Lm的计算方法，首先为满足这两个条件，根据现有研究成果，得出的条件，同时为满足允许的最低调制频率fsmin下满负荷工作时（Io=Iomax）时也能实现原边开关管的ZVS，本发明通过分析计算提出/>的条件，综合上述两式，得出Lm的取值范围为：
。
3、本发明提出了本发明充电模块的控制方法，对于LLC谐振变换器和双管buck- boost变换器，分别采用固定占空比的电压单环PI+PFM控制策略和PWM控制方式，完成输出 电压的调节。对于LLC谐振变换器，根据高频变压器的变比，以作为输出电压控制 目标，采用电压单环PI控制器输出调制频率标幺值fspu，然后用fspu*20kHz产生三角调制 波，并以固定49%的占空比产生S1~S4的驱动信号去控制逆变器四只MOSEFET的通断，图中 20000(Hz)对于LLC的第一谐振频率fr1；对于双管buck-boost变换器，则以作为输出电压的控制目标，根据的关系，计算出，然后将S5、S6双管的占空比均调整为d，以固定的开关频率去驱动 S5、S6两只MOSFET的通断，从而实现输出电压的调节。
为了更清楚地描述本发明的具体实施方式，下面提供一种实施例：
本发明的一种基于LLC谐振和双管buck-boost直流充电模块及设计与控制方法， 设计了如附图1所示的直流变换器拓扑，包含了一个LLC谐振变换器和一个双管buck-boost 变换器，采用输入并联和输出串联的方式构成，其中LLC拓扑中的谐振腔励磁电感采用了优 化软开关的设计算法，确保在最低开关频率下工作于满载工况时仍具备原边ZVS的软开关 特性，用于降低直流充电模块的开关损耗；设计了如附图2所示的相对独立的两套控制策略 分别用于控制LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器，从而实现宽增益范围输出电压的 控制调节。以下结合附图3说明本发明所提出的直流充电模块在欠谐振（调制频率<第一 谐振频率）工作模式下各模态的工作过程：
1）模态1：【t0，t1】阶段，LLC谐振变换器原边MOSEFT S1、S4开通，副边二级管D1、D4导通，Lm被输出电压箝位，Lr和Cr形成谐振回路，Ir为正弦波上升至峰值后开始下降，此阶段励磁电流Im线性上升。
2）模态2：【t1，t2】阶段，在时刻，Ir和Im相等，流过副边二极管D1和D4的电流ID1, ID4自然过零，实现ZCS-OFF（零电流关断），此时Lm不再被输出电压箝位，与Lr和Cr一起构成 谐振回路，变换器工作于第二谐振频率，由于fr2比fr1小得多，此阶 段Ir可看做近似不变，副边二极管截止，由副边输出电容Co1对负载提供能量。
3）模态3：【t2，t3】阶段，在t2时刻，S1、S4关断，进入死区时间，此时Ir既对S1、S4的寄生电容Ceq1、Ceq4进行充电，又对S2、S3的寄生电容Ceq2、Ceq3进行放电，Ir和Im开始不相等，导致副边二极管D2、D3导通，Lr又被输出电压箝位，Im线性下降直至寄生电容Ceq2、Ceq3完全放电，此时S1、S4两端的电压VS1、VS4上升至Vi，同时S2、S3两端的电压VS2、VS3下降到0，此时Ir开始流过S2、S3的体二极管VD2、VD3，使得VS2、VS3保持为0，在t3时刻S2、S3开通，实现ZVS-ON。
4）模态4：【t4，t6】阶段，为LLC谐振变换器的后半个开关周期，其工作过程与模态1~模态3类似，也能实现副边二极管D2、D3的ZCS-OFF和原边MOSFETS1、S4的ZVS-ON，显著降低开关损耗，提高转换效率。
5）模态5：【t0，t7】阶段，双管buck-boost变换器的S5、S6导通，此阶段流过电感Lb的电流Ib线性上升。
6）模态6：【t7，t8】阶段，双管buck-boost变换器的S5、S6关断，此阶段流过电感Lb的电流Ib线性下降，至t8时刻完成双管buck-boost变换器的一个开关周期，其开关周期较大，也就是开关频率较小，因此开关损耗也较小。
在上述所有模态下，整个直流变换器的输出电压为给定电压。
本发明提出的直流充电模块的设计流程框图如附图4所示。
步骤S410：构建基于LLC谐振变换器+双管buck-boost变换器采用输入并联+输出串联的直流充电模块变换器拓扑；
步骤S420：对LLC谐振变换器的谐振腔励磁电感参数进行优化设计，提出全范围实现原边ZVS降低损耗的方法；
步骤S430：分别对LLC谐振变换器设和双管buck-boost变换器设计电压单环PI+定占空比PFM控制策略及PWM调制方式；
步骤S440：选择合适的控制参数和开关频率，使LLC主要承担功率传输，双管buck-boost主要承担输出电压增益调节。
为进一步验证本发明提出的直流充电模块的输出电压增益调节性能，在附图1的拓扑结构和附图2的控制策略基础上，设定了LLC谐振变换器的第一谐振频率为fr1=20kHz，输入电压Vi=0.8kV,输出电压Vo=1kV，仿真输出结果如附图5所示：变换器拓扑实际输出Vo1=0.72kV=0.9N*Vi，Vo2=0.28kV=Vo-Vo1，实际输出的LLC谐振变换器工作频率为fs=18880Hz，接近于第一谐振频率20000Hz，验证了本发明所提出的直流充电模块的输出电压可调的宽增益特性。
最后，本发明中其余字符示意如下：
为LLC谐振变换器的输出回路并联电容。
为双管buck-boost变换器的输出回路并联电容。
为流过LLC谐振腔串联回路电感的电流。
为流过LLC谐振腔并联回路电感的电流。
为双管buck-boost变换器的回路电感。
为流过双管buck-boost变换器回路电感的电流。
为LLC谐振变换器工作频率。
S1、S2、S3、S4分别为LLC变换器原边的4个MOSEFET。
D1、D2、D3、D4分别为LLC变换器副边的4个二极管。
、、、分别为流过D1、D2、D3、D4的电流。
VD1、VD2、VD3、VD4分别为S1、S2、S3、S4上的并联体二极管。
Ceq1、Ceq 2、Ceq 3、Ceq 4分别为S1、S2、S3、S4上的并联等效寄生电容。
S5、S6为双管buck-boost变换器的2个MOSEFET。
最后，本发明的未尽述之处均采用现有技术中的成熟产品及成熟技术手段。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的实施例或示例中。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同限定。

Claims (6)

1.一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块，其特征在于：包括输入并联且输出串联连接的LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器；
所述LLC谐振变换器包括全桥逆变器、谐振槽、高频隔离变压器、整流桥及输出电容Co1；所述高频隔离变压器一端串联在谐振槽上，另一端并联连接整流桥；所述全桥逆变器并联连接谐振槽及双管buck-boost变换器；所述输出电容Co1并联连接整流桥及双管buck-boost变换器；
所述双管buck-boost变换器包括S5、S6两个MOSFET；D5、D6两只二极管，还包括一个电感Lb和一个输出电容Co2，其中输出电容Co2的一端并联连接S5、Lb及D6且串联连接输出电容Co1，输出电容Co2的另一端并联连接S6、D5及全桥逆变器；所述S5、Lb及D6串联连接，其中S5并联连接全桥逆变器；所述S6并联连接在Lb与D6之间；所述D5并联连接在S5与Lb之间。
2.根据权利要求1所述的一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块，其特征在于：所述全桥逆变器包括S1~S4四个MOSFET；还包括分别并联在四个MOSFET上的VD1~VD4体二极管和Ceq1~Ceq4等效寄生电容；所述S1与S2串联，S3与S4串联，且S1、S2并联连接S3、S4。
3.根据权利要求2所述的一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块，其特征在于：所述谐振槽的输入端并联在S1与S2之间，谐振槽的输出端并联在S3与S4之间，该谐振槽包括依次串联的电感Lr、Lm和电容Cr。
4.根据权利要求1所述的一种基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块，其特征在于：所述整流桥包括D1~D4四个二极管；其中D1与D2串联，D3与D4串联，且D1、D2并联连接D3、D4；所述高频隔离变压器的一端并联连接在D1与D2之间，另一端并联连接在D3与D4之间。
5.一种如权利要求1所述的基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块的参数优化设计方法，其特征在于：
所述LLC谐振变换器原边在全范围内实现ZVS开通，根据原边实现ZVS的第一条件，在死区时间内谐振电流未反向，在驱动信号发出之前，待开通开关管的体二级管已导通；由此得出下式：
，
另外，根据原边实现ZVS的第二条件，原边待开通开关管的寄生电容在死区时间内放电完全；得出Lm的计算方法，为满足允许的最低调制频率fsmin下满负荷工作，同时Io=Iomax也能实现原边开关管的ZVS，故得出的条件，综合上述两式，Lm的取值范围为：
；
式中：
Td为LLC谐振变换器原边上下MOSFET同时关断的死区时间；
Ceq为MOSFET等效寄生电容；
：LLC谐振变换器的第一谐振频率，其中/>、/>分别是谐振槽串联回路的电感和电容；
：谐振槽并联回路的励磁电感；
LLC谐振变换器的输出电压；
：LLC谐振变换器的最小调制频率，即最小开关频率；
：所提出的直流充电变换器模块的最大输出电流；
N：LLC谐振变换器中的高频变压器副边对原边的变比。
6.一种如权利要求1所述的基于LLC谐振和双管buck-boost的直流充电模块的控制方法，其特征在于：所述LLC谐振变换器和双管buck-boost变换器，分别采用固定占空比的电压单环PI+PFM控制策略和PWM控制方式完成输出电压的调节；
其中对于LLC谐振变换器，根据高频变压器的变比，以作为输出电压控制目标，采用电压单环PI控制器输出调制频率标幺值fspu，然后用fspu*20kHz产生三角调制波，并以固定49%的占空比产生S1~S4的驱动信号去控制逆变器四只MOSEFET的通断；
对于双管buck-boost变换器，则以作为输出电压的控制目标，根据/>的关系，计算出/>，然后将S5、S6双管的占空比均调整为d，以固定的开关频率去驱动S5、S6两只MOSFET的通断，从而实现输出电压的调节；
式中：
为所提出的直流充电变换器模块的目标输出电压；
为所提出的直流充电变换器模块的输入电压；
Vo1_ref为LLC谐振变换器的目标输出电压；
Vo2_ref为双管buck-boost变换器的输出电压。
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